Генераторы гармоник

Кварцевые резонаторы для частот свыше 30 МГц трудно реализуемы. Если возникает необходимость в генерации высоких частот со стабильностью, соответствующей кварцевым генераторам, могут использоваться либо LC-генераторы с ФАПЧ с низкочастотными стабильными кварцевыми резонаторами, либо схемы с кварцевыми резонаторами, работающими на высших гармониках. Если рассмотреть представленную на рис. 20 зависимость реактивного сопротивления кварцевого резонатора от частоты, то очевидно, что она обладает частными гармониками резонанса. Тем не менее, для работы кварцевого резонатора на высших гармониках рассмотренные схемы не предназначены. Чтобы возбуждать кварц на гармониках, необходим усилитель, коэффициент усиления которого вблизи желаемой частоты был бы максимальным. Этого можно достичь применением дополнительного LC_колебательного контура.

Рисунок 20 - Типичная частотная зависимость комплексного сопротивления кварцевых резонаторов

Если ввести кварцевый резонатор в цепь положительной обратной связи в схему генератора Хартлея , получается схема, представленная на рис. 21. LC_колебательный контур настраивается на желаемую гармонику. Тогда для этой частоты коэффициент усиления окажется наибольшим, и кварцевый резонатор будет возбуждаться соответствующей гармоникой. Схема модифицированного генератора Колпитца (см. рис..9) представлена на рис. 22. Генератор гармоник, охваченный отрицательной обратной связью по цепи эмиттера, может быть собран согласно представленному на рис. 10. Аналогичный генератор с кварцевым резонатором в цепи положительной обратной связи показан на рис. 23. На частоте резонанса LC_колебательный контур взаимодействует по цепи положительной обратной связи с желаемыми гармониками кварцевого резонатора. Самая простая реализация необходимого высокочастотного усилителя получается при использовании элемента ЭСЛ. В первую очередь, для этого пригоден приемник с линии, так как у него опорный потенциал по отношению к VBB управляется извне.


Рисунок 21 - Схема генератора Хартлея с кварцевым резонатором	Рисунок 22 - Схема генератора Колпитца с кварцевым резонатором	Рисунок 23 - Генератор с эмиттерной обратной связью и кварцевой стабилизацией частоты

Если колебательный контур подключен, как показано на рис. 23, режим усилителя

соответствует оптимальной рабочей точке. Конденсатор C1 служит коротким замыканием для VBB лишь на высоких частотах. Выходное напряжение в первом приближении имеет синусоидальную форму. Если нужна прямоугольная форма ЭСЛ-сигнала, то в дальнейшем необходимо использовать приемник с линии в режиме переключения.

Генераторы с мостом Вина

В низкочастотном диапазоне LC-генераторы реализуются с трудом, так как для этих частот необходимы большие значения индуктивностей и емкостей. Поэтому в диапазоне низких частот преимущественно используют генераторы, частота которых задается RC-цепями.

В принципе, можно было бы реализовать RC-генератор путем замены колебательного контура в схеме, приведенной на рис. 2, пассивным RC-полосовым фильтром. Максимально достижимая добротность была бы ограничена величиной 0,5. Поэтому возникающие синусоидальные колебания обладали бы невысокой стабильностью частоты. Это следует из анализа фазочастотной характеристики, приведенной на рис. 24. При пассивном фильтре нижних частот с добротностью Q = 1/3 сдвиг фазы на частоте, равной половине резонансной, составляет 27°. Если усилитель внесет сдвиг фазы величиной –27°, генератор согласно условию баланса фаз

будет самовозбуждаться на половинной частоте резонанса. Чтобы достичь хорошей стабильности частоты, необходима цепь обратной связи, фазочастотная характеристика которой имеет крутой переход через нуль. Этим свойством обладают колебательные контуры высокой добротности и мост Вина–Робинсона. Его выходное напряжение на частоте резонанса становится близким к нулю, именно поэтому мост не совсем подходит в качестве цепи обратной связи. Для применения в генераторах мост Вина–Робинсона незначительно расстраивают (рис. 25); e должно быть положительным числом, значительно меньшим единицы. Изменение сдвига фазы расстроенного моста Вина–Робинсона можно очень легко понять качественно; на высоких и низких частотах U1 равно нулю. При этом UD ≈–1/3Ue. Вместе с тем, суммарный сдвиг фазы составит +180°. На частоте резонанса U1 составит 1/3Ue, и

Рисунок 24-Частотная характеристика фаового сдвига: кривая 1 – мост Вина–Робинсона при e = 0,01; кривая 2 – колебательный контур при Q = 100; кривая 3 – пассивный полосовой фильтр при Q = 1/3

UD на частоте резонанса находится в фазе с Ue. Для количественной оценки кривой 1 на рис. 24 (мост Вина–Робинсона с e = 0,01) прежде всего необходимо рассмотреть функцию преобразования типа:

Из этого выражения, пренебрегая более высокими степенями e , получаем частотную характеристику фазового сдвига:

Рисунок 25 -Расстроенный мост Вина–Робинсона

Эта характеристика представлена на рис. 24 для e = 0,01. Известно, что сдвиг

фазы при расстроенном мосте Вина–Робинсона в очень узкой полосе частот изменяется на ±90°. Это возможно при незначительной величине e. В этом отношении мост Вина– Робинсона сравним с очень хорошим колебательным контуром. Его преимуществом является то, что сдвиг фазы не ограничен величиной ±90°: он возможен даже до величины ±180°. Вследствие этого высшие гармоники будут значительно ослаблены. Недостаток моста Вина–Робинсона состоит в том, что ослабление на частоте резонанса будет тем более сильным, чем меньше выбирают значение e. Вообще, ослабление на частоте резонанса составляет:

В нашем примере – 1/900. Чтобы в генераторе было выполнено условие возникновения колебаний, усилитель должен скомпенсировать это ослабление. На рис. 26 представлена схема генератора, резонансная частота которого равна:

Рисунок 26-Схема простого генератора с мостом Вина–Робинсона

Если усилитель обладает дифференциальным коэффициентом усиления AD, то длявыполнения условия генерации колебаний kAD = 1 значение расстройки e = 9k = 9/AD. Если e будет несколько больше, амплитуда колебаний поднимется настолько, что усилитель будет перегружен. При малом e, или даже отрицательном, никакие колебания не возникнут. Этого можно избежать, если установить сопротивления резисторов R1 и R1/(2 + e) с достаточно высокой точностью. Поэтому нужно автоматически регулировать сопротивление одного из двух резисторов в зависимости от амплитуды выходного напряжения. Этой цели служит полевой транзистор T на рис. 26.

Сопротивление резистора R2 должно выбираться из условия

При включении напряжения питания VG остается некоторое время достаточно малым, и поэтому RDS = RDS on. Когда упомянутое условие возникновения колебаний выполнено, сопротивление последовательного соединения R2 с RDS в этом случае меньше чем 1/2R1. На частоте резонанса в мосте Вина возникает относительно большое дифференциальное напряжение UD. Вследствие этого возникают колебания, и их амплитуда возрастает. Выходное напряжение выпрямляется диодами D1, D2 в цепи обратной связи. В результате потенциал затвора становится отрицательным, и RDS увеличивается. Амплитуда выходного напряжения поднимается до тех пор, пока не окажется выполненным условие:

Коэффициент нелинейных искажений выходного напряжения зависит, по существу, от линейности выходной характеристики полевого транзистора.

Коэффициент гармоник можно значительно улучшить, если часть напряжения сток–исток просуммировать с потенциалом затвора. Этому служат резисторы R3 и R4. Разделительный конденсатор C3 предназначен для того, чтобы предотвратить поступление постоянного напряжения на N-вход операционного усилителя, что приведет к смещению нуля на выходе. На практике выбирают R3 ≈ R4. Тонкой подгонкой R3 коэффициент гармоник настраивается на минимум. При этом достигают значения около 0,1%. Можно установить такие резисторы R, что окажется возможным непрерывно регулировать частоту. Чем больше различие между сопротивлениями резисторов R, тем действеннее должна быть автоматическая регулировка амплитуды колебаний. Максимальное сопротивление R должно быть настолько малым, чтобы входной ток операционного усилителя не создавал на нем существенного падения напряжения. С другой стороны, R не должно быть низкоомным, иначе слишком сильно нагружается выход. В диапазоне частот 1:10 можно установить последовательно с переменными резисторами R постоянные сопротивления, равные R/10. При использовании конденсаторов C переменной емкости в такой схеме можно перестраивать частоту в полосе от 10 Гц до 1 МГц. Чтобы регулировка амплитуды на самой низкой частоте ещё не вызывала искажений, последовательные и параллельные постоянные времени R5C1 и R6C2 должны быть по меньшей мере на порядок больше, чем период колебаний генератора.

От параметров полевого транзистора T зависит амплитуда выходного напряжения. Ее постоянство здесь не существенно, так как определенное изменение необходимо, чтобы сопротивление полевого транзистора T заметно изменялось. Стабилизацию амплитуды колебаний можно улучшить, если напряжение затвора дополнительно усиливать. Такая схема с амплитудой выходного напряжения, равной

показана на рис. 27. Выпрямитель формирует эквивалент выходного переменного напряжения. Операционный усилитель OV2 представляет собой модифицированный пропорционально-интегрирующий регулятор. Потенциал затвора полевого транзистора T таков, что входное напряжение в среднем равно нулю. Это возможно в том случае, если среднее арифметическое значение |Ua| одинаково с Uref. Постоянная времени регулирования должна выбираться большой по сравнению с периодом колебаний, иначе коэффициент усиления будет нестабильным уже в пределах одного периода, что приведет к значительным искажениям. Поэтому если используют пропорционально-интегрирующие регуляторы, то параллельно резистору R6 должен быть подключен конденсатор, чтобы переменное напряжение на R6 на самой высокой частоте генератора было накоротко замкнуто. Только тогда ниже этой частоты вклад пропорциональной схемы будет действенным.

Рисунок 27 -Генератор с мостом Вина–Робинсона и точной стабилизацией амплитуды