Классические методы разнесения

Можно выделить два обобщенных класса методов разнесе­ния: макроразнесение и микроразнесение.

При макроразнесении параллельные пути с независимыми медленными замираниями формируются с помощью двух или более антенн, расположенных на различных БС.

Микроразнесение предназначено для комбинирования сиг­налов, принимаемых на одной и той же станции (базовой или мо­бильной), и служит для ослабления влияния быстрых замираний.

Принципиально возможны несколько методов разнесения.

Разнесение по компонентам электромагнитного поля (electromagnetic diversity). При вертикальной поляризации излу­чаемых радиоволн, характерной для СМР, напряженность элек­трического поля и ортогональные (параллельная и перпендику­лярная направлению движения МС) составляющие магнитного поля могут рассматриваться как независимые [21, 22]. Специаль­ные "энергетически-плотностные" антенны способны принимать эти компоненты независимо [22]. Практического применения в настоящее время не находит.

Поляризационное разнесение (polarization diversity). Прием сигналов на две антенны (например, штыревая и петлевая) по­зволяет разделить вертикально и горизонтально поляризованные сигналы. Метод не находит практического применения, поскольку в диапазоне СВЧ замирания сигналов с различной поляризацией оказываются сильно коррелированными [13]. Угловое разнесение (angle diversity). Сигналы с разными углами прихода могут быть разделены антеннами с частично пе­рекрывающимися диаграммами направленности. При этом кор­реляция сигналов на выходах разных антенн тем слабее, чем меньше перекрытие этих диаграмм. Необходимо при этом учиты­вать, что мощность сигналов, принимаемых различными антен­нами, будет существенно различной.

Частотное разнесение (frequency diversity). Коэффициент корреляции двух сигналов, разнесенных по частоте, определяет­ся их взаимной частотной расстройкой (см. выражение 3.20). При достаточном разнесении (большем полосы частотной когерент­ности) сигналы на разных частотах, а значит, и замирания этих сигналов, будут слабо коррелированными.

Одновременное излучение сигналов в двух и более частот­ных диапазонах в современных СМР не используется. Примером использования разнесения по частоте являются медленные (с частотой кадров 217 Гц) скачки по частоте, реализованные в ССМС стандарта GSM. При изменении частоты, превышающем полосу когерентности, сигналы в соседних кадрах окажутся не­коррелированными, что устраняет пакетные ошибки при глубоких

замираниях.

Пространственное разнесение (space diversity). Может быть реализовано на подвижной станции за счет приема сигна­лов в различные моменты времени. Коэффициент корреляции принимаемых сигналов определяется перемещением МС (см. (3.21)). Как указывалось в разделе 3, разноса порядка AI2 доста­точно, чтобы сигналы можно было считать некоррелированными.

На БС пространственное разнесение реализуется при приеме сигналов двумя или более антеннами. При этом коэффи­циент корреляции, кроме величины разноса антенн, определяет­ся и высотой их установки [22].

Другим способом пространственного разнесения является излучение сигналов одной БС через разные антенны (antenna diversity), предусмотренное спецификациями систем третьего по­коления 3GPP (см. гл. 12).

Временное разнесение (time diversity) может быть реализо­вано при передаче сигнала на нескольких временных отрезках, причем разнос между соседними отрезками должен быть не ме­нее времени когерентности канала связи. Широко применяемым ^в Цифровых СМР практическим вариантом временного разнесе­ния является перемежение, рассматриваемое ниже в § 7.3.

Возможность реализации другой разновидности временно­го разнесения связана с природой многолучевого распростране­ния, когда суперпозиция принимаемых сигналов содержит компо­ненты, являющиеся, в свою очередь, продуктом многолучевой интерференции, причем корреляция замираний этих компонент достаточно слаба. В широкополосных (spread spectrum) системах с должным расширением спектра возможен раздельный прием упомянутых составляющих, так что их комбинирование сущест­венно снижает влияние замираний. Подобный вид разнесения, рассматриваемый ниже в § 6.2.2, нередко выделяется в само­стоятельный под названием "многолучевое разнесение¹' [38-41].

Кодирование с исправлением ошибок, составляющее пред­мет следующей главы, иногда также трактуется как один из вари­антов временного разнесения в цифровых системах передачи [19].

Следует отметить, что для большинства рассмотренных методов разнесения в принципе не существует ограничения на количество ветвей разнесения.

Рассмотрим возможные методы комбинирования сигналов при разнесенном приеме.

При макроразнесении основным (практически единственным используемым) методом комбинирования является селективное комбинирование (автовыбор). При этом методе из двух или более принятых сигналов выбирается наибольший. Возможная структура, реализующая данный метод, приведена на рис. 6.1.

Если подобный приемник, содержащий число параллель­ных каналов, равное числу ветвей разнесения, представляется слишком затратным в аппаратном отношении, вместо него можно использовать приемник с переключением или сканированием

 

[19] показанный на рис. 6.2. Разумеется, его аппаратное упроще­ние' сопровождается определенными энергетическими потерями _п0 отношению к предыдущему, связанными с необходимостью периодически повторять процесс сканирования.

Примером использования автовыбора при макроразнесе­нии является комбинирование сигналов, принимаемых на МС от двух или более БС, разнесенных в пространстве.

Метод реализован, например, в ССМС стандарта IS-95. В соответствии с данным стандартом сигналы в прямом канале излучаются когерентно несколькими БС. На рис. 6.3 показаны две такие станции и примерные зависимости уровней сигналов r₁(k) и r₂(k), принимаемых МС от этих БС в течение последова­тельных отрезков времени - кадров (по оси абсцисс отложены номера кадров). В приемнике МС эти сигналы разделяются за счет их различной кодовой окраски. В транскодере, входящем в состав приемника МС, в каждом кадре из принятых сигналов выбирается наибольший:

что обеспечивает более высокое качество результирующего сиг­нала по сравнению с каждым из принятых сигналов БС.

При микроразнесении, используемом при быстрых замира­ниях, очень важно, чтобы комбинируемые при разнесении сигна­лы имели равные средние мощности. Остановимся на следующих возможных методах комбинирования, характерных для ССМС:

• селективное комбинирование (автовыбор);

• оптимальное когерентное сложение, максимизирующее отношение сигнал-шум;

• равновесное когерентное сложение.

 

Принципиально метод селективного комбинирования наи­более прост и аналогичен автовыбору при макроскопическом разнесении. Однако практическая реализация автовыбора при микроскопическом разнесении наталкивается на трудности, свя­занные с необходимостью установки плавающего порога. Реаль­ная альтернатива - комбинирование с коммутацией ветвей раз­несения. При этом методе переключение ветвей производится в тот момент, когда ранее выбранный сигнал окажется ниже за­ранее установленного порога.

Когерентное сложение, максимизирующее отношение сиг­нал-шум, заключается в весовом суммировании

предварительно сфазированных сигналов: (6.9)

 

 

где C_j - коэффициенты усиления соответствующих ветвей разнесения.

 

Возможная структура, реализующая метод, приведена на рис. 6.4. Можно показать [21, 22], что оптимальный весовой ко­эффициент для каждой ветви разнесения равен (6.10)

где N_j - мощность шума в j-й ветви разнесения.

Подобный алгоритм приема осуществляет многоканальную согласованную фильтрацию сигналов, пришедших по параллель­ным ветвям разнесения, и потому максимизирует результирую­щее отношение сигнал-шум. Поскольку, однако, текущее отно­шение сигнал-шум в ветвях разнесения постоянно флюктуирует в силу замираний, его приходится непрерывно отслеживать, что существенно усложняет аппаратную реализацию приемника.

Шагом в направлении упрощения приемника является пе­реход к когерентному равновесному сложению (рис. 6.5), не тре­бующему введения следящих петель для измерения текущего отношения сигнал-шум в каждой ветви.

Для оценки эффективности рассматриваемых алгоритмов комбинирования сопоставим их по значению результирующего отношения сигнал-шум q .

Отношение сигнал-шум в каждой ветви пропорционально квадрату огибающей сигнала и поэтому для случая рэлеевских замираний имеет экспоненциальную плотность вероятности (6.11)

 

Где Q - среднее значение q .

Пусть q_j (/=1,2...) -текущее значение отношения сигнал-шум в j -й ветви разнесения. Тогда текущие результирующие от­ношения сигнал-шум для различных схем комбинирования равно [19]:

(для равновесного сложения приведены выражения для двух случаев - при одинаковой мощности шумов и при одинаковой средней мощности сигналов в ветвях разнесения).

Если сигналы различных ветвей разнесения являются ста­тистически независимыми и их огибающие имеют рэлеевское распределение с одинаковой средней мощностью, то закон рас­пределения мгновенного результирующего отношения сигнал-шум на выходе схемы комбинирования может быть записан в виде [19, 21]:

(для равновесного сложения выражение слишком громоздко и здесь не приводится).

Для адекватного сравнения характеристик различных схем комбинирования следовало бы рассчитать вероятности ошибок на бит (символ) для каждой из них. Технически это может быть
сделано усреднением вероятностей ошибок для нефлюктуирующего сигнала с использованием статистик отношения игнал-шум типа (6.13). Результаты такого анализа приводятся во многих ис­точниках [21, 32, 38]. В качестве грубого приближения ограничим­ ся сравнением средних значений результирующего отношения сигнал-шум:

Как естественно ожидать, суммирование с равными весами несколько хуже оптимального, максимизирующего отношение сигнал-шум, но лучше селективного комбинирования. Так, при М = 10 выигрыш в отношении сигнал-шум при оптимальном коге­рентном суммировании составит 10 дБ. Переход к равновесной схеме снизит его до 9,1 дБ, тогда как автовыбор обеспечит лишь выигрыш в 4,7 дБ. Подчеркнем еще раз весьма ориентировочный характер этих цифр, отсылая за более корректным сопоставле­нием к упомянутой выше литературе. Разнесенный прием позволяет существенно улучшить по­мехоустойчивость систем подвижной радиосвязи. Достигаемый ^вЬ1игрыш можно оценить допустимым снижением отношения сиг­нал-шум в ветвях разнесения при сохранении результирующей частоты битовых ошибок. Так, опираясь на данные из [19], при Допустимой частоте битовых ошибок 10 ^-3 наличие двух ветвей разнесения (с оптимальным сложением) позволяет снизить тре­буемую мощность сигнала на 15 дБ. При уменьшении допустимой вероятности ошибки на бит энергетический выигрыш за счет раз­несения становится еще заметнее.

 

Многолучевое разнесение

Как уже отмечалось выше, при многолучевом распростра­нении сигналы, приходящие различными путями, слабо коррели­рованны. Влияние замираний будет существенно снижено, если скомбинировать такие сигналы. Однако для этого необходимо разделить сигналы, приходящие по различным лучам. Подобная задача, не выполнимая в узкополосных системах, весьма изящно решается при использовании широкополосных сигналов, имеющих полосу И/_с, многократно превосходящую по­лосу когерентности канала В_c. Надлежащим выбором закона модуляции сигнала с поло­сой W_c можно добиться разрешения принимаемых многолучевых компонент, имеющих разность времен прихода, превышающую 1/W_C [20]. Это означает, что при максимальном времени рассея­ния (интервале времени между приходом первого и последнего лучей) T_max может существовать до М= W_cT_max разделимых ком­понент сигнала. Величина T_max может быть приближенно выражена через полосу когерентности канала связи:T_max1/Bc. Таким образом при использовании широкополосного (W_C »B_C) сигна­ла на приемной стороне может быть получено вплоть до М W_CIB_C разделимых сигнальных компонент, подобно тому как это имеет место при традиционном частотном разнесении [38]. Многолучевое разнесение предполагает решение тех же двух задач, что и при классических методах разнесения: разде­ление сигналов (в данном случае по времени прихода) и их ком­бинирование. Для того чтобы сдвинутые по времени многолучевые ком­поненты сигнала наблюдались раздельно на выходе линейного фильтра приемника, необходимо, чтобы отклик фильтра на каж­дую из названных компонент был кратковременным по сравнению с их взаимным временным сдвигом. В качестве приемного фильтра естественно принять согласованный, наилучшим обра­зом очищающий сигнал от шума. Отклик последнего на сигнал, с которым он согласован, есть, как известно, автокорреляционная функция сигнала [20]. Таким образом, для разделения многолу­чевых компонент пригодны сигналы с "острой" автокорреляцион­ной функцией. Для ССМС, как и для ряда других систем, нежела­тельно применение коротких импульсных сигналов, поскольку "вложить" требуемую энергию в короткий импульс можно только за счет повышенной пиковой мощности, что плохо сочетается со стремлением иметь портативные и энергосберегающие МС, дру­жественные в экологическом отношении. Тем самым становится очевидным, почему для многолучевого разнесения требуются именно широкополосные (сложные - spread spectrum) сигналы: сам сигнал имеет достаточно большую длительность, но согласо­ванный фильтр укорачивает (сжимает) его. Хрестоматийным яв­ляется факт, что совмещение этих требований возможно только для сигналов, имеющих большое значение произведения полосы на длительность (т.е. коэффициент расширения спектра -см. § 5.3) [20]. Обратимся к рис. 6.6.

 

Сигнал, искаженный многолучевым каналом (на рис 6.6, а показаны три сигнала, пришедшие по раз­личным лучам), подается на согласованный фильтр, и, если сиг­нал синтезирован грамотно, на выходе фильтра наблюдаются разрешенные компоненты в виде острых неперекрывающихся пиков (рис. 6.6, б). Последняя эпюра напоминает садовые грабли (по-английски гаке), что и определило наименование устройства осуществляющего мгоголучевое разнесение, - "RAKE-приемник".

RAKE-приемник был разработан Прайсом и Грином еще в 1958 г., однако внедрение подобной технологии в коммерческих масштабах стало возможным сравнительно недавно. При этом, как правило, вместо согласованных фильтров используются эквива­лентные им, но технически более простые параллельные корреля­торы с числом каналов, равным количеству разделяемых лучей.

На рис. 6.7 приведена структура /W-канального RAKE-приемника. Принимаемое колебание r(t) поступает на М парал­лельных корреляторов, на вторые входы которых подаются мест­ные опоры

представляющие собой копии переданного сигнала с временными сдвигами _j, j= 1,2, ...,М, равными предсказанным задержкам многолуче­вых компонент. На выходе каждого коррелятора формируется отсчет отклика на соответствующую компоненту входного сигнала (при безошибочном предсказании задержки точно совпадающий с реакцией согласованного фильтра в нужный момент). Далее полученные отсчеты поступают на устройство комбинирования, действующее в соответствии с одной из ранее рассмотренных процедур.

 

Комбинирование сигналов на основе RAKE-приемника реа­лизовано в ССМС стандарта IS-95 (см. также гл. 11). Приемные устройства МС и БС включают несколько (3 на МС и 4 на БС) па­раллельно работающих корреляторов, которые выделяют наибо­лее сильные сигналы. Выходы корреляторов сводятся к одному и тому же моменту времени и суммируются. Тем самым эффект многолучевого распространения используется для повышения качества связи.

Как можно понять, эффективность RAKE-приемника находит­ся в прямой зависимости от точности знания характеристик канала.

В настоящее время разработаны и применяются многочис­ленные модификации RAKE-алгоритмов [38, 42]. Наиболее "про­двинутыми" (и, соответственно, сложными) являются адаптивные RAKE-приемники, в которых характеристики канала рекуррентно оцениваются в процессе работы.

Подчеркнем еще раз необходимость тщательного выбора закона модуляции сигнала для систем, в которых предполагается использование алгоритма RAKE. При этом следует иметь в виду, что требование широкополосности (большого отношения ширины спектра сигнала к полосе когерентности) является необходимым, но не достаточным. Среди множества широкополосных сигналов подходящими для обсуждаемых применений являются лишь те, которые обладают "хорошими" автокорреляционными свойства­ми. Последнее требование подразумевает острый пик и малый Уровень боковых пиков реакции на сигнал согласованного фильтра. Синтез сигналов такого рода является весьма нетривиальной задачей, постоянно привлекающей к себе внимание исследова­телей [20, 34, 35].

Выше, применительно к различным аспектам функциониро­вания систем мобильной связи, уже отмечались существенные преимущества широкополосной передачи в сочетании с кодовым Разделением сигналов абонентов. Одним из многих аргументов в пользу широкополосной идеологии является и сопутствующая только ей возможность реализации многолучевого разнесения.