Как графоаналитически рассчитать ток через диод и напряжение на нем, если известны параметры всех линейных элементов и ВАХ диода.

При графоаналитическом методе имеются два этапа решения. Первый заключается в аппроксимации графически заданной ВАХ аналитическим выражением, второй - в решении систем нелинейных уравнений, составленных по законам Кирхгофа с использованием этого выражения.

Наиболее распространенным видом аппроксимации является линеаризация ВАХ. В этом случае диод замещается моделью из простейших линейных элементов. Для прямой и обратной ветвей ВАХ эти модели различны. На рис. 9.27 показана прямая ветвь ВАХ диода (линия 1) и аппроксимирующий эту ветвь отрезок прямой 2.

Уравнение линейной аппроксимации имеет вид: Uд = Кдиф.пр Iд + Uo, (9.13) где Кдиф.пр - дифференциальное сопротивление диода при прямом смещении, Uo - пороговое напряжение. Для определения величины Кдиф. пр необходимо выбрать на аппроксимирующей прямой (прямая 2 на рис. 9.27) две произвольные точки (одна из них может лежать на оси напряжения). Для этих точек нужно найти разность напряжений и разность токов, а затем разделить первую разность на вторую. Это и будет искомая величина. Модель диода при прямом смещении, состоящая из последовательно соединенных идеального источника ЭДС и сопротивления, также показана на рис. 9.27. На рис. 9.28 показана обратная ветвь ВАХ диода (кривая 1) и аппроксимирующий эту ветвь отрезок прямой 2. Уравнение для такой линейной аппроксимации имеет вид:

(9.14)

где Кдиф. ов - динамическое сопротивление диода при обратном смещении, Io - пороговый ток. Величина R диф.ов определяется тем же способом, что и величина Rдиф. пр. Далее прямое и обратное дифференциальное сопротивления диода RдиФ. пр и R диФ. ОБ будем обозначать одинаково через Rдиф различая эти обозначения лишь там, где это необходимо по тексту. ВАХ диода при обратном смещении описывается выражением (9.14). Это же выражение справедливо для двухполюсника, показанного на рис. 9.28. Поэтому замена диода двухполюсником будет эквивалентной.

Поскольку теперь ВАХ диода имеет два различных аналитических выражения и две модели (для прямого и обратного участков характеристики), необходимо определить, какое из них использовать. Для этого следует предварительно выяснить, в каком состоянии (прямом или обратном) находится диод в исходной схеме. В относительно простых схемах состояние диода не вызывает сомнений. В более сложных схемах после окончания расчета необходимо проверить начальное предположение о состоянии каждого из диодов. Если изначально считалось, что диод работает при прямом (обратном) смещении, а в результате расчета его ток оказался отрицательным (положительным), то предположение о состоянии диода неверно. Необходимо использовать другое выражение для ВАХ диода (и другую модель) и повторить расчет. Если прямое падение напряжения на открытом диоде пренебрежимо мало по сравнению с напряжениями на других элементах схемы, то реальную прямую ветвь 1 ВАХ диода на рис. 9.21 можно заменить вертикальным прямым отрезком 3. В этом случае при расчете схемы можно считать, что выводы диода (анод и катод) короткозамкнуты. Если обратный ток закрытого диода пренебрежимо мал по сравнению с токами других элементов схемы, то реальную обратную ветвь 2 ВАХ диода можно заменить горизонтальным отрезком 4. В этом случае при расчете схемы можно считать, что цепь с диодом разорвана. Ясно, что обе идеальные модели являются предельными частными случаями линеаризации характеристик. При этом решение задач тривиально, и такие случаи не рассматриваются. Простейшая схема с одним диодом (рис. 9.22) с учетом аппроксимации (9.13) описывается следующей системой уравнений:

Решение этой системы дает выражение для тока диода:

(9.17)

Разъясните принцип стабилизации положения точки покоя при воздействии неблагоприятных факторов в схемах с эмиттерной и коллекторной стабилизацией. Объясните механизм блокировки ООС на средних частотах. Какие элементы участвуют в блокировке. Для какой цели она необходима? Дайте сравнительную характеристику схем.

Обобщенная схема эмиттерной стабилизации (схема включения по постоянному току) приведена на рисунке:

В схеме эмиттерной стабилизации ток через резисторы R1 и R2 задается в несколько раз больше тока базы транзистора. В результате напряжение на базе транзистора не зависит от его тока базы. Пусть за счет увеличения температуры или напряжения питания увеличится коллекторный ток транзистора. Тогда по закону Ома увеличится падение напряжения на резисторе R3. Напряжение на эмиттере транзистора увеличилось. Но напряжение на базе транзистора равно сумме напряжения на эмиттере и напряжения база-эмиттер транзистора:

U_б = U_э + U_бэ

А значит напряжение база-эмиттер транзистора равно:

U_бэ = U_б – U_э

Если напряжение на эмиттере увеличивается, то напряжение U_бэ уменьшается, а это приводит к уменьшению базового тока. Но ток коллектора связан с током базы известным соотношением:

i_к = i_б*h_21э

Следовательно ток коллектора тоже уменьшается до первоначального значения! Точно такой же результат мы получим, если за счет температуры или других дестабилизирующих факторов ток коллектора попытается уменьшиться.

Обобщенная схема коллекторной стабилизации (схема включения по постоянному току) приведена на рисунке:

Пусть ток коллектора за счет дестабилизирующих факторов увеличился (повысилась температура транзистора, увеличилось напряжение питания или в схеме применили транзистор с большим коэффициентом усиления по току h21Э). По закону Ома на резисторе R2 увеличится падение напряжения, а так как напряжение на коллекторе равно:

U_к = U_п – U_R2

то напряжение на коллекторе уменьшится. Это приведет к уменьшению напряжения на базе транзистора, что вызовет уменьшение тока базы. Так как ток коллектора можно определить из выражения

i_к = i_б*h_21э

то ток коллектора тоже уменьшится и вернется к первоначальному значению.

Теперь сравним эффективность работы эмиттерной и коллекторной стабилизации. В схеме эмиттерной стабилизации все падение напряжения на эмиттерном сопротивлении прикладывается к базовому переходу. В схеме коллекторной стабилизации напряжение на коллекторе уменьшается до напряжения U_БЭ. В этой схеме присутствует делитель напряжения, образованный сопротивлениями R1 и R_вх. Он уменьшает глубину отрицательной обратной связи, а значит эффективность стабилизации.

8. Приведите схемы замещения биполярных транзисторов структур npn и pnp для малосигнального анализа. Укажите на них положительные направления токов и напряжений. Зачем нужны схемы замещения? Приведите пример их применения.

(Нашел очень мало)
Для расчета малосигнального режима в электронной цепи, в котором рассматриваются только переменные составляющие токов и напряжений, используются схемы замещения транзистора. В области низких и средних частот описание транзистора системой гибридных уравнений приводит к резистивной схеме рис. 14.4, а. Распространена также одногенераторная схема (рис. 14.4, б). Параметры первой схемы непосредственно выражаются через H-параметры транзистора.

Рис. 14.4

Определим связи между параметрами одногенераторной схемы и гибридными параметрами, рассматривая режим короткого замыкания на выходе ( ) в схеме рис. 14.4, б. Входное напряжение складывается из суммы падений напряжения на R_б и параллельно включенных R_э и R_к. Сумма токов, протекающих в параллельных ветвях, равна (b + 1)₁, и поэтому . Так как при коротком замыкании на выходе из системы H-уравнений следует , то параметры обеих схем связаны соотношением, приведенным в табл. 14.1. Выходной ток ₂ в рассматриваемом режиме определяется разностью . Отсюда следует, что . Поэтому выходной ток при коротком замыкании на выходе ( ) равен или . Отсюда имеем соотношение для H₂₁ (см. табл. 14.1). Две другие связи определим из рассмотрения режима холостого хода на входе. В этом случае при ₁ = 0 ток управляемого источника в схеме на рис. 14,4, б отсутствует, и она содержит только пассивные элементы. При питании цепи со стороны выходных зажимов ток ₂ протекает через элементы R_к и R_э. Поэтому значение выходного тока равно , а на входе имеем напряжение, определяемое падением на R_э: . Сопоставление полученных связей с H-уравнениями в режиме холостого хода на входе: , — дает возможность определить выражения для H₁₂ и H₂₂, приведенные в Табл. 14.1.

Таблица 14.1

H-параметры	Параметры одногенераторной схемы
В общем случае	При H₁₂ = 0
H₁₁ = R_б + (1+b) H₁₂ = H₂₁ = b – (1 + b) H₂₂ =	R_б = H₁₁ –H₁₂(H₂₁ + 1)/H₂₂ R_э = H₁₂/H₂₂ R_к = (1 – H₁₂)/H₂₂ b = (H₂₁ + H₁₂)/(1 – H₁₂)	R_б = H₁₁ R_э = 0 R_к = 1/H₂₂ b = H₂₁

Обратные соотношения, выражающие параметры одногенераторной схемы через H-параметры, найдем, разрешая систему первого столбца таблицы относительно R_б, R_э, R_к и b. Это дает результаты, приведенные во втором столбце таблицы.

При пренебрежении малым параметром H₁₂ все связи существенно упрощаются, и возможно отождествление отдельных параметров одногенераторной схемы с H-параметрами. Соответствующая схема замещения показана на рис. 14.5, а.

Рис. 14.5

Учитывая соотношения между параметрами H₁₁ << 1/H₂₂, можно принять более простую модель транзистора с нулевой выходной проводимостью H₂₂ = 0 (рис. 14.5, б). В еще более приближенной модели отсутствует входное сопротивление (H₁₁ = 0). Такое идеализированное описание транзистора приводит его схему замещения к идеальному источнику тока, управляемому входным током (рис. 14.5, в).

Метод узловых потенциалов. Назначение и правила применения. Примените метод узловых потенциалов для расчета коэффициента передачи напряжения для простейшей схемы неинвертирующего включения ОУ.

Метод узловых потенциалов — метод расчета электрических цепей путём записи системы линейных алгебраических уравнений, в которой неизвестными являются потенциалы в узлах цепи. В результате применения метода определяются потенциалы во всех узлах цепи, а также, при необходимости, токи во всех ветвях.

Если в цепи, состоящей из У узлов и Р рёбер, известны все характеристики звеньев (полные сопротивления R, величины источников ЭДС E и тока J), то возможно вычислить токи Ii во всех рёбрах и потенциалы i во всех узлах. Поскольку электрический потенциал определён с точностью до произвольного постоянного слагаемого, то потенциал в одном из узлов (назовём его базовым узлом) можно принять равным нулю, а потенциалы в остальных узлах определять относительно базового узла. Таким образом, при расчёте цепи имеем У+Р–1 неизвестных переменных: У–1 узловых потенциалов и Р токов в рёбрах.

Перед началом расчёта выбирается один из узлов (базовый узел), потенциал которого считается равным 0. Затем узлы нумеруются, после чего составляется система уравнений.

Уравнения составляются для каждого узла, кроме базового. Слева от знака равенства записывается:

потенциал рассматриваемого узла, умноженный на сумму проводимостей ветвей, примыкающих к нему;

минус потенциалы узлов, примыкающих к данному, умноженные на проводимости ветвей, соединяющих их с данным узлом.

Справа от знака равенства записывается:

сумма всех источников токов, примыкающих к данному узлу;

сумма произведений всех ЭДС, примыкающих к данному узлу, на проводимость соответствующего звена

Если источник направлен в сторону рассматриваемого узла, то он записывается со знаком «+», в противном случае — со знаком «».

Очень часто необходимым этапом при решении самых разных задач электротехники и электроники является расчет электрической цепи. Под этим термином понимается процесс получения полной информации о напряжениях во всех узлах и о токах во всех ветвях заданной электрической цепи. Для расчета линейной цепи достаточно записать необходимое число уравнений, которые базируются на правилах Кирхгофа и законе Ома, а затем решить полученную систему.

Однако на практике записать систему уравнений просто из вида электрической схемы удается только для очень простых схем. Если в схеме более десятка элементов или она содержит много взаимосвязанных контуров (участки типа мостов), то для записи, определяющей схему системы уравнений, уже требуются специальные методики. К таким методикам относятся метод узловых потенциалов и метод контурных токов.

10. Перечислите и нарисуйте все известные Вам виды связей между каскадами в многокаскадных усилителях. Сравните между собой любые два вида связей, указав их достоинства и недостатки

по виду межкаскадной связи - усилители с RС-связью, в которых применяются разделительные конденсаторы между каскадами; усилители с трансформаторной связью между каскадами; усилители с полосовым колебательным контуром связи между каскадами; усилители с непосредственной гальванической связью между каскадами;

Трансформаторная связь между каскадами

Качественные трансформаторы звуковых частот являются дорогостоящими компонентами, но они являются основой для решения задач согласования громкоговорителей с ламповыми усилителями. Также применяются и межкаскадные трансформаторы, применение которых дает несколько уникальных преимуществ.

Если трансформатор используется как анодная нагрузка каскада, то электронная лампа может достичь намного большего размаха сигнала, потому что анодное напряжение теоретически может иметь размах до удвоенного значения высокого напряжения питания. Так как трансформатор эффективно удваивает анодное напряжение, а истинный размах сигнала пропорционально меньше, это уменьшает искажения по сравнению с аналогичным каскадом на такой же лампе, имеющей резистивную анодную нагрузку при одинаковом напряжении питания. Двухтактный каскад дополнительно позволяет подавить четные гармоники искажений. К сожалению, несимметричный (однотактный) трансформаторный каскад, в отличие от двухтактного, где постоянные токи ламп текут через полуобмотки трансформатора встречно, работает при постоянном токе, протекающем через первичную обмотку, что чревато насыщением сердечника. Решается эта проблема применением броневого сердечника с зазором, что уменьшает ширину полосы. Если трансформатор понижает напряжение в отношении 2:1, каскад может создавать одинаковый размах выходного напряжения по сравнению с аналогичным каскадом с резистивной нагрузкой, но при этом выходное сопротивление оказывается в четыре раза ниже.

С точки зрения вторичной обмотки, обмотка с центральным выводом обеспечивает идеальное расщепление фазы, что делает такие трансформаторы весьма привлекательными в качестве фазоинверторов. Мощным лампам необходимо низкое сопротивление утечки сетки из-за их сеточного тока, поэтому очень низкое сопротивление по постоянному току идеально для вторичной обмотки.

Против этих преимуществ всегда нужно взвешивать неизбежный факт, что межкаскадные трансформаторы имеют недостаток — они работают с высоким полным сопротивлением.

Классифицируйте понятие «обратная связь» по способу снятия сигнала с выхода и подачи его на вход. (Последовательная, параллельная, комбинированная и т.д.) Приведите скелетные схемы усилителей с такими обратными связями и не менее одного примера принципиальных схем.

В зависимости от схемы присоединения цепи обратной связи к входу усилителя, различают последовательную и параллельную обратную связь. Схемы усилителей представлены на рисунке:

Для выяснения вида обратной связи надо мысленно оборвать цепь нагрузки усилителя. Если обратная связь исчезает при обрыве нагрузки, в схеме имеется обратная связь по току. Если обратная связь исчезает при коротком замыкании нагрузки – в схеме имеется обратная связь по напряжению.

Затем нужно мысленно оборвать цепь источника сигнала. Если напряжение обратной связи не подается на вход при обрыве цепи источника сигнала – в схеме имеется последовательная обратная связь. Если напряжение не подается на вход при замыкании цепи источника сигнала – в схеме имеется параллельная обратная связь.

Примеры принципиальных схем показаны ниже:

Приведите принципиальную схему дифференциального каскада. Объясните ее принцип действия, особенности работы, достоинства и недостатки. Покажите цепи балансировки плеч каскада и приведите алгоритм балансировки.

Дифференциальный каскад – это схема, используемая для усиления разности напряжений двух входных сигналов. В идеальном случае выходной сигнал не зависит от уровня каждого из входных сигналов, а определяется только их разностью.

На рис. 2.14 показана схема ДК на биполярных транзисторах. Схема содержит два плеча, включающих транзисторы VT1 и VТ2 и резисторы
R_к1 = R_к2 и токозадающий резистор R₀. Ток I₀, протекающий через резистор R₀, не должен зависеть от входных сигналов. Для этого сопротивление резистора R₀ выбирается большим или вместо него используется транзисторный генератор тока. В схеме используются два источника питания Е_П1 и Е_П2,вторые выводы которых подключены к общей точке. Наличие двух источников питания позволяет работать с сигналами любой полярности. Если оставить один источник питания, а вторую шину питания подключить к общей точке, возможно усиление сигналов только одной полярности.

В общем случае дифференциальный каскад имеет два входа и два выхода, напряжения на которыхU_вх1, U_вх2, U_вх1, U_вх2 отсчитываются от общей точки.

Дифференциальный каскад должен эффективно усиливать дифференциальные сигналы и ослаблять синфазные.

Выходное напряжение может сниматься между выходами схемы; тогда оно называется выходным дифференциальным (или двухфазным) напряжением. При этом необходимо, чтобы следующий каскад имел дифференциальный вход. Кроме того, часто используют однофазный выход – снимают выходное напряжение между одним из выходов и общей точкой, при этом половина полезного сигнала, действующего на оставшемся выходе, не используется.

Схема балансировки дифференциального усилителя

В измерительных усилителях применяются стандартные способы регулировки смещения. Показанная на рис. 4.6.1 схема хорошо подходит для измерительных усилителей, так как изменение опорного напряжения на неинвертирующем входе ОУ А1 обеспечивает эффективную балансировку схему. Однако при таком способе требуется источник смещения с малым выходным сопротивлением, поэтому приходится включать повторитель на ОУ A1. Можно обойтись и без этого, используя низкоомный делитель Rd, но при этом ухудшаются характеристики усилителя.

Представленная схема эффективно устраняет напряжение смещения на выходе. Однако можно убрать только небольшие смещения выходного напряжения, находящиеся внутри диапазона выходных напряжений ОУ.

Перечислите все известные виды связей между каскадами. Объясните достоинства, недостатки и область применения каждого вида связи. Нарисуйте схему соединения каскада ОЭ с каскадом ОК через трансформатор; через LC-контур; через RC-цепь.

При построении многокаскадного усилителя одним из основных вопросов является согласование каскадов между собой без заметной потери усиления. Связь между каскадами осуществляется с помощью специальных схем междукаскадной связи, которые должны иметь достаточно стабильный коэффициент передачи в рабочем диапазоне частот и минимальную нелинейность.

Основными видами межкаскадных связей, схемы которых приведены на рис.149 , являются: резистивно-емкостная (рис.149, а), непосредственная (рис.149, б) и трансформаторная (рис.149, в).

Межкаскадная цепь непосредственной связи наиболее проста, а следовательно, наиболее экономична и надежна. Этой цепи, ввиду ее малых геометрических размеров, свойственны наименьшие значения паразитных параметров (индуктивностей и емкостей монтажа). Особенно ценным качеством цепи с непосредственной связью является неограниченно широкая полоса пропускания в области низких частот (вплоть до нулевой частоты). К недостаткам этой цепи, прежде всего, относятся значительная потеря мощности от источника питания и ограниченные пределы выбора сопротивления нагрузки усилительного элемента, которое не может достигнуть значения входного сопротивления последующего усилительного элемента. В связи с этим от каскада с непосредственной связью нельзя получить значительного усиления. Кроме того, при применении непосредственной связи управляющий электрод последующего усилительного элемента имеет постоянный потенциал, равный потенциалу выходного электрода предыдущего. Таким образом, общее напряжение питания усилителя должно несколько превышать сумму питающих напряжений отдельных каскадов. Наконец, при применении цепей непосредственной связи нестабильность режимов усилительных элементов по постоянному току вызывает заметное изменение режимов усилительных элементов последующих каскадов. Это заставляет предусматривать в усилителях с непосредственными связями специальные методы стабилизации режимов, усложняющие схему и увеличивающие расходы мощности источников питания.

Резистивно-емкостная цепь отличается от цепи непосредственной связи наличием разделительной емкости, развязывающей по постоянному току выходной электрод усилительного элемента с входным электродом последующего. Таким образом, устраняется влияние изменения режимов по постоянному току усилительных элементов одних каскадов на другие; напряжение источника питания для таких цепей требуется меньше. Однако введение в схему разделительной емкости не только исключает возможность передачи через цепь, а значит, и усиления достаточно низкочастотных сигналов, но и ухудшает характеристики усилителя в области высоких частот, поскольку при этом возрастают паразитные монтажные емкости и индуктивности.

В качестве усилителей мощности широкое применение получили как трансформаторные, так и бестрансформаторные усилители. Современные усилители небольшой мощности (до нескольких десятков ватт) выполняют по бестрансформаторным схемам, что позволяет уменьшить габариты, массу, стоимость и расширить полосу пропускания устройства. Так как выходные каскады являются основными потребителями энергии источников питания, они работают в режиме класса АВ, обеспечивая высокий к. п. д. При этом для уменьшения нелинейных искажений применяют двухтактные схемы. Такие схемы выполняют на комплементарных транзисторах, что упрощает схемные построения.

Нарисуйте схему трехкаскадного усилителя с непосредственной связью между каскадами и общей отрицательной частотно-независимой последовательной обратной связью по напряжению. Первый каскад – ОЭ, второй-ОЭ, третий – ОК.

Что такое фазоинверсный каскад? Где он применяется? Приведите схему фазоинверсного каскада. Нарисуйте временные диаграммы токов и напряжений фазоинверсного каскада, если на входе синусоидальное напряжение. Класс усиления А.

Эта схема построена на одном транзисторе, нагрузка у которого состоит из резисторов Rc и Re. (рис.15.1) Они включены соответственно Rc - у коллектора, Re - у эмиттера, что позволяет снять с них два противоположных по фазе напряжения. Максимальное выходное напряжения плеча равно половине развиваемого в коллекторной цепи. Схема проста, имеет малые искажения, но не дает усиление по напряжению и построена несимметрично: верхнее плечо имеет свойства схемы с ОЭ, а нижнее - ОК, поэтому у них неравные выходные сопротивления, а, следовательно, и напряжения.

Иногда для выравнивания симметрии последовательно с выходом нижнего плеча включают добавочный резистор R_н2.

В схеме ОЭ (рис. 15.1) подключена вторая нагрузка R_н2 через разделительный конденсатор С3 к резистору R_e. Выходные сигналы U_вых1 и U_вых2 снимаются с коллектора и эмиттера транзистора. Сигнал U_вых1находится в противофазе с входным сигналом, а сигнал U_вых2 совпадает с ним по фазе.

Рисунок 15.1 - Схема фазоинверсного каскада и временные диаграммы его работы

Фазоинверсный каскад предназначен для получения двух противофазных выходных сигналов для управления двухтактными усилителями мощности.

Класс усиления А. Режим А характеризуется тем, что точку покоя выбирают на линейных участках входной ВАХ и примерно по центру площади, относящейся к активному режиму, находящемуся на выходных ВАХ.

Рисунок 15.2 – Работа усилительного каскада в режиме А

Усилительный каскад с ОЭ дает сдвиг по фазе 180° между входным и выходным напряжением, а каскады с ОБ и ОК имеют нулевой сдвиг. Классы усиления характеризуются углами отсечки – это угол, соответствующий половине времени протекания коллекторного тока за период входного сигнала. В классе А = 180°.

16. Классы усиления и угол отсечки (основы теории и области применения). Связь классов усиления и КПД. Что такое искажения типа «ступенька». Где и как они возникают, как могут быть устранены.

Различают пять основных классов усиления, которые обозначаются прописными латинскими буквами: A, B, AB, C, D.

Класс усиления A. При работе в данном классе усиления транзистор все время находится в активном режиме. Колебания переменного сигнала на его входе никогда не должны выводить транзистор в режим насыщения или отсечки, т.е. их амплитуда ограничена некоторой областью, определяемой электрическими характеристиками конкретного транзистора, напряжением питания и начальным постоянным смещением на входе каскада. Заметим, что постоянное протекание значительных токов через транзистор приводит, во-первых, к большому энергопотреблению, а во-вторых, к разогреву полупроводниковой структуры (итоговый КПД каскада усиления в классе A теоретически не может превышать 50%, а реальные его значения и того ниже). Это является неизбежной платой за высокую линейность усиления, достижимую в классе A.

Класс усиления B. Предполагает, что транзистор находится в активном режиме, т.е. усиливает входной сигнал только половину периода его действия. Вторую половину периода изменения напряжения входного гармонического сигнала транзистор находится в режиме отсечки. Основными достоинствами класса B являются: высокий КПД (до 70%) и малая мощность тепловых потерь, рассеиваемых в транзисторе, что крайне важно для усилителей большой и средней мощности. Однако у усилителей в классе B есть и существенный недостаток — большой уровень нелинейных искажений, что вызвано повышенной нелинейностью усиления транзистора, когда он находится вблизи режима отсечки.

Класс усиления AB. Данный класс усиления является промежуточным между классами A и B. В этом случае транзистор также переключается между режимом отсечки и активным режимом, но преобладающим является все-таки именно активный режим. Незначительное понижение КПД усилительного каскада в классе AB компенсируется существенным уменьшением нелинейных искажений при усилении одного из полупериодов входного сигнала. Схемы усилителей мощности строятся так, что участок со значительными нелинейностями, когда транзистор переходит из режима отсечки в активный режим и наоборот, просто не оказывает влияния на выходной сигнал.

Класс усиления C. В классе усиления C транзистор большую часть периода изменения напряжения входного сигнала находится в режиме отсечки, а в активном режиме — меньшую часть. Этот класс часто используется в выходных каскадах мощных резонансных усилителей (например, в радиопередатчиках).

Класс усиления D. Предназначен для обозначения ключевого режима работы, при котором биполярный транзистор может находиться только в двух устойчивых состояниях: или полностью открытом (режим насыщения), или полностью закрытом (режим отсечки).

В усилителях мощности одним из основных параметров является коэффициент полезного действия — к.п.д. В рассмотренном в предыдущей статье усилителе класса A через усилительный каскад постоянно протекает ток. В мощных усилителях он достигает значительной величины. Первоначально для увеличения экономичности усилителей вводили автоматическую регулировку положения рабочей точки в зависимости от уровня сигнала. Затем заметили, что в ряде случаев усиление возможно при ограничении сигнала снизу (отсечке).

После этого была выполнена исследовательская работа зависимости параметров синусоидального сигнала от угла отсечки. Понятие угла отсечки сигнала проще всего пояснить по рисунку 1.

Рисунок 1. Выбор рабочей точки на передаточной характеристике транзистора в режиме работы B

На данном рисунке часть синусоиды, показанная серым цветом, на выходе транзистора отсутствует (отсекается). Угол отсечки определяется как половина фазового угла прохождения тока через транзистор или электронную лампу за период синусоидального колебания. Так как ток на выходе усилительного прибора уже не соответствует входному сигналу, то при поступлении на вход синусоидального сигнала, на его выходе образуется ряд гармонических составляющих. Их можно определить при помощи преобразования Фурье:

(1),
(2),
(3),
(4),

Функции зависимости амплитуды гармоники от угла отсечки получили название функций Берга. По этим графикам можно определить уровень гармоники в выходном сигнале и коэффициент полезного действия. Функции Берга для первых трех гармоник приведены на рисунке 2.

Рисунок 2. Графики коэффициентов Берга

На данных графиках угол отсечки, равный 180°, соответствует усилителю класса A. Для этого усилителя гармоники входного сигнала отсутствуют, а уровень тока потребления 0 и полезного сигнала 1 совпадают. Это соответствует коэффициенту полезного действия 50%. Угол отсечки, равный 120°, соответствует усилителю класса AB. В данном случае максимальный к.п.д можно ожидать в районе 65%, уровень второй гармоники — 18%, уровень третьей гармоники — 6%. Причем третья гармоника находится в противофазе с полезным сигналом.

Усилитель класса B работает при угле отсечки, равном 90°. По графику, приведенному на рисунке 2, определяем отношение = 1,56. Отсюда максимально достижимй к.п.д. такого усилителя будет равным 78%. При необходимости можно определить угол отсечки, при котором максимума достигнет вторая или третья гармоники входного сигнала.

В качестве еще одного примера применения коэффициентов Берга определим максимально достижимый к.п.д усилителя класса C, работающего при угле отсечки тока, равном 30°. = 1,91. Отсюда максимально достижимй к.п.д. такого усилителя будет равным 95%.

Следует отметить, что коэффициент усиления тоже зависит от угла отсечки выходного тока. При уменьшении он уменьшается. Это следует учитывать при проектировании усилителя мощности. График зависимости коэффициента усиления от угла отсечки приведен на рисунке 3

Рисунок 3. График зависимости коэффициента усиления по мощности от угла отсечки

Максимальная достижимая выходная мощность на выходе транзистора или электронной лампы тоже зависит от угла отсечки. График этой зависимости приведен на рисунке 4.

Рисунок 4. График зависимости выходной мощности от угла отсечки

В двухтактном усилителе транзисторы усиливают поочерёдно отрицательную и положительную полуволны следующим образом:

Однако в момент «передачи управления» от одного транзистора к другому, вместо правильной синусоидальной формы сигнал на выходе усилителя может выглядеть следующим образом:

В данном случае искажение обусловлено тем, что между временем отключения одного транзистора и включением второго присутствует некоторая задержка. Данный тип искажений, когда форма кривой становится плоской в точке перехода через нуль называют искажением типа «ступенька». Для их устранения на каждый транзистор комплементарной пары обычно подают небольшое начальное смещение. Таким образом точки включения/выключения двух транзисторов накладываются друг на друга, и обатранзистора проводят в течение некоторого промежутка времени при переходе через нуль (на рисунке это показано отрезками сиреневого цвета).

Такой вариант усиления чаще называется классом AB, поскольку каждый из транзисторов «открыт" более 50% времени от общей длительно цикла. Недостатком подобного подхода является увеличение энергопотребления, поскольку в те моменты, когда работают оба транзистора некоторый ток не подаётся в нагрузку, а «закорачиватся» с одной линии питания на другую (с -V на +V). Помимо увеличения потребляемой энергии, на транзисторах рассеивается большая мощность. При увеличении температуры транзисторов изменяются их характеристики, что затрудняет правильное смещение.

Классы усиления и угол отсечки (основы теории и области применения). Связь классов усиления и КПД. Что такое искажения типа «ступенька». Где и как они возникают, как могут быть устранены.

Режим класса А

При этом режиме величина анодного тока покоя всегда задается такой, чтобы даже при минимально возможном значении входного сигнала (а также и при его отсутствии) анодный ток не снижался до нулевого значения. Иными словами, лампа, работающая в классе А, никогда не запирается. Если на вход (управляющую сетку) такого каскада усиления будет подано синусоидальное напряжение, форма анодного тока также будет синусоидальной. Режим класса А характеризуется наилучшей линейностью усиления, однако по энергетической эффективности он самый плохой. Теоретическое значение максимального КПД при синусоидальной форме выходного сигнала в режиме класса А равно 50%. Наиболее простое тому объяснение — большой ток покоя, существующий даже при полном отсутствии входного сигнала. Низкий КПД кроме очевидного высокого энергопотребления, неудобен тем, что на анодах ламп рассеивается повышенная тепловая мощность, что уменьшает максимально достижимую полезную мощность, отдаваемую ими.

Режим класса В

В этом режиме ток покоя равен нулю, а сам анодный ток протекает только при действии положительной полуволны входного сигнала. Таким образом, лампа заперта в период действия отрицательной полуволны входного сигнала. Так как входной сигнал фактически претерпевает однополупериодное выпрямление, в сигнале возникают существенные искажения в виде гармоник. Для решения данной проблемы приходится принимать дополнительные меры (применение двухтактных схем усиления). Однако, в режиме класса В анодный ток существует при любом значении амплитуды входного сигнала, что не нарушает линейности амплитудно-амплитудной характеристики усилителя. Теоретическое значение максимального КПД (при полном использовании лампы по напряжению и току, что на практике недостижимо) при синусоидальной форме выходного сигнала в случае двухтактного усилителя класса В составляет 78,5%. Это напрямую связано с отсутствием тока покоя.

Режим класса С

В режиме класса С время протекания анодного тока меньше времени действия положительной полуволны входного сигнала. Данный метод используется только в ВЧ усилителях радиопередатчиков, в которых могут использоваться резонансные методы восстановления основной гармоники сигнала. Это режим характеризуется гораздо более высокими значениями КПД и уровнем искажений по сравнению с применяемым в усилителях режимом класса В.

Угол отсечки. Режим класса АВ

Для характеристики длительности той части полупериода, в течение которой протекает анодный ток, радиоинженеры используют термины угловая длительность импульса и угол отсечки. Под угловой длительностью импульса тока понимается часть периода (выраженная в радианах), в течение которой существует анодный ток. Под углом отсечки (наиболее часто применяемом для количественного описания режима работы усилительных приборов) понимается половинное значение этой длительности. Используя данный термины, и учитывая, что полный период гармонических колебаний равен 360°, можно сказать, что для усилителей класса А длительность импульса тока равна целому периоду (ток непрерывен), а угол отсечки равен 180°. Для усилителей класса В угол отсечки составит 90°, а для усилителей класса С он составляет менее 90°.

Так как переходная область между классом А и классом В в их чистом виде достаточно обширна, то ввели промежуточный класс усилителей, известный как режим класса АВ, где анодный ток существует более полупериода, а угол отсечки превышает 90°, но не достигает 180°.

На рис. 7.4 приведена идеализированная проходная характеристика лампы (считая проницаемость равной нулю). Как видно из рисунка, режим работы усилителя (определяемый формой анодного тока) зависит от напряжения смещения на сетке лампы. В режиме класса А смещение выбирается на середине линейного участка проходной характеристики, благодаря чему анодный ток существует весь период действия входного (сеточного) напряжения. В усилителях класса В напряжение смещения выбирается равным напряжению отсечки проходной характеристики лампы, что запирает ее при всех более отрицательных напряжениях. Поэтому только во время действия положительного полупериода входного сигнала обеспечиваются условия для существования анодного тока. В режиме класса С напряжение смещения выбирается более отрицательным, чем напряжение отсечки лампы. Чем более отрицательное смещение выбрано, — тем меньше будет угол отсечки. Для получения режима класса АВ, наоборот, смещение выбирается менее отрицательное, чем напряжение отсечки. В этом случае, чем менее отрицательное смещение выбрано, тем больше будет угол отсечки.

Искажения типа ступенька

Назначение любого усилителя — воспроизведение кривой входного сигнала с наибольшей возможной точностью. Абсолютная точность здесь невозможна, и любые отличия между выходным и входным сигналами называются искажениями. В случае звукового усилителя искажения могут проявляться в виде неприятных на слух звуков. Существует множество конфигураций звуковых усилителей, каждая из которых обладает своими преимуществами и недостатками. Данная схема представляет собой усилитель «класса B», илидвухтактный усилитель.

Для большей части «мощных" усилителей характерна конфигурация класса B, в которой один транзистор пропускает в нагрузку ток в ходе одного полупериода, а второй — в ходе второго полупериода. В данной схеме ни один из транзисторов не остаётся включённым в ходе полного цикла, то есть для каждого из них имеется время для «отдыха» и остывания. Таким образом мы получаем энергоэффективный усилительный каскад, которому однако свойственны нелинейные искажения типа «ступенька», относящиеся к моментам перехода сигнала через нуль, которые очень заметны и неприятны на слух.

Практические задания

1. Графоаналитически рассчитать режим покоя схемы. Найти токи и напряжения на всех элементах:

1. 2. Графоаналитически рассчитать ток через диод и напряжение на нем, если известны параметры всех линейных элементов и ВАХ диода

Закон Кирхгофа в действии. Значения резисторов известны + ВАХ диода. Решаем систему уравнений, сопротивление диода в условно берем 0, получаем ток на нем, по вах находим напряжение.

4. Нарисуйте структурную схему и постройте аппроксимированные ЛАЧХ и ЛФЧХ двухкаскадного усилителя переменного тока по следующим данным: Ku1=0.95; Ku2=44 дБ; fн1=20 Гц; fв1=18 кГц; fн2=60 Гц; fв2=12 кГц. Считайте, что усилитель может быть представлен минимально фазовыми звеньями – пропорциональным, апериодическим и реальным дифференцирующим.

Жопашная задача, аля Лекин, хоть условия и говорят что тут все сложно, это нетак.

5. Что такое дифференциальный и синфазный сигналы? Для базовой схемы дифференциального усилителя на основе ОУ рассчитайте коэффициент передачи напряжения для дифференциальной составляющей сигнала. Известны R1, R2, R3, R4, K (коэффициент усиления ОУ). Какая составляющая сигналов является полезной, а какая паразитной? Как и где возникает паразитная составляющая (привести пример)? Какое соотношение между R1, R2, R3, R4 обеспечивает наибольшее ослабление паразитной составляющей?

10. На основе ОУ спроектируйте звено, имеющее передаточную функцию W(p)= -1. Рассчитайте номиналы компонентов. ОУ считать идеальным. Приведите основные параметры идеального ОУ.

Задано передаточная функия пропорционального звена, где W(p)= K=-1. Для реализации данной задачи подойдет следующая схема инвертирующего включения ОУ.

Рис. 5. Инвертирующее включение ОУ

Таким образом, выходное напряжение усилителя в инвертирующем включении находится в противофазе по отношению ко входному. Коэффициент усиления входного сигнала по напряжению этой схемы в зависимости от соотношения сопротивлений резисторов может быть как больше, так и меньше единицы.

Следовательно, для того,что бы получить -1, необходимо,что оба сопротивления были равны.

Идеальный операционный усилитель

Для уяснения принципов действия схем на ОУ и приближенного их анализа оказывается полезным ввести понятие идеального операционного усилителя. Будем называть идеальным операционный усилитель, который имеет следующие свойства:

бесконечно большой дифференциальный коэффициент усиления по напряжению K_U=DU_вых /D(U₁ - U₂) (у реальных ОУ от 1 тыс. до 100 млн.);

нулевое напряжение смещения нуля U_см, т.е. при равенстве входных напряжений выходное напряжение равно нулю (у реальных ОУ U_см, приведенное ко входу, находится в пределах от 5 мкВ до 50 мВ);

нулевые входные токи (у реальных ОУ от сотых долей пА до единиц мкА);

нулевое выходное сопротивление (у реальных маломощных ОУ от десятков Ом до единиц кОм);

коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю;

мгновенный отклик на изменение входных сигналов (у реальных ОУ время установления выходного напряжения от единиц наносекунд до сотен микросекунд).

Как будет показано ниже, операционный усилитель, предназначенный для универсального применения, из соображений устойчивости должен иметь такую же частотную характеристику, что и фильтр нижних частот первого порядка (инерционное звено), причем это требование должно удовлетворяться по крайней мере вплоть до частоты единичного усиления f_т, т.е. такой частоты, при которой |KU| =1. На рис. 3 представлена типичная логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) скомпенсированного

Рис. 3. Типичная ЛАЧХ операционного усилителя

операционного усилителя. В комплексной форме дифференциальный коэффициент усиления такого усилителя выражается формулой:

Здесь K_U - дифференциальный коэффициент усиления ОУ на постоянном токе. Выше частоты f_п, соответствующей границе полосы пропускания на уровне 3 дБ, модуль коэффициента усиления K_U обратно пропорционален частоте. Таким образом, в этом диапазоне частот выполняется соотношение

|K_U| f = |K_U| f_п = f_т

На частоте f_т модуль дифференциального коэффициента усиления |K_U| = 1. Как следует из последнего выражения, частота f_т равна произведению коэффициента усиления на ширину полосы пропускания.

11. Приведите формулу коэффициента передачи апериодического звена в операторном виде и в комплексной форме. Получите зависимости и сформулируйте правила, необходимые для построения аппроксимированных ЛАЧХ и ЛФЧХ; Постройте аппроксимированные ЛАЧХ и ЛФЧХ совместно с точными, укажите значения максимальных погрешностей.

12.Приведите передаточную функцию реального дифференцирующего звена. в операторной и комплексной форме. Постройте её аппроксимированные ЛАЧХ, ЛФЧХ совместно с точными. Получите формулы для модуля и фазы коэффициента передачи. Приведите пример принципиальной схемы, порождающей реальное дифференцирующее звено.

передаточная функция:

амплитудно-частотная характеристика:

фазочастотная характеристика:

На рис. 65 приведен пример реального дифференцирующего звена в виде CR-четырехполюсника, а на рис. 63 – в виде RL-четырехполюсника.

Рис. 65. CR-четырехполюсник

Для CR-четырехполюсника передаточная функция:

Рис. 66. RL-четырехполюсник

Для RL-четырехполюсника передаточная функция:

ЛАЧХ и ЛФЧХ

Асимптотическая ЛАЧХ реального дифференцирующего звена состоит из двух прямых. Первая прямая проходит в диапазоне частот 0…1/T с наклоном +20 дБ/дек. Эта прямая (или ее продолжение) проходит на частоте =1 через значение 20lg(K). Вторая прямая проходит в диапазоне частот 1/Т… с наклоном 0 дБ/дек. Частота сопряжения этих прямых =1/Т.

Значения ЛФЧХ лежат в пределах +/2…0 рад (+90º…0º). На частоте сопряжения (Т/2)= +/4 рад (+45º). В области низких частот <<1/Т реальное дифференцирующее звено близко по своим свойствам к идеальному дифференцирующему звену W(p)=Kр, в области высоких частот >>1/Т реальное дифференцирующее звено близко по своим свойствам к пропорциональному звену W(p)=K/Т.

Пример ЛАЧХ и ЛФЧХ реального дифференцирующего звена для К<1, Т<1.

13.

14. . Что такое фазоинверсный каскад? Где он применяется? Приведите схему фазоинверсного каскада. Нарисуйте временные диаграммы токов и напряжений фазоинверсного каскада, если на входе синусоидальное напряжение. Класс усиления А

Иногда для выравнивания симметрии последовательно с выходом нижнего плеча включают добавочный резистор Rн2.

В схеме ОЭ (рис. 15.1) подключена вторая нагрузка Rн2 через разделительный конденсатор С3 к резистору Re. Выходные сигналы Uвых1 и Uвых2 снимаются с коллектора и эмиттера транзистора. Сигнал Uвых1находится в противофазе с входным сигналом, а сигнал Uвых2 совпадает с ним по фазе.

Рисунок 15.1 - Схема фазоинверсного каскада и временные диаграммы его работы

Рисунок 15.2 – Работа усилительного каскада в режиме А

Информация чисто из интернета, в лекциях подобного не было.