Закріплення вивченого матеріалу

Дати у зошиті відповіді на питання:

1 Визначити оптимальний опір колекторного навантаження транзистора Rк.опт, потужність вихідного сигналу і ККД однотактного підсилювача на транзисторі, який заданий в самостійній роботі 16.

2 Визначити повну потужність, вихідну потужність, ККД двотактного підсилювача на транзисторі, який заданий в самостійній роботі 16.

 

2.4 Самостійна робота № 19

 

Тема:Балансний підсилювач постійногоструму. Підсилювач постійногоструму з перетворенням сигналу

Мета:

Знати - схему, переваги та недоліки балансної схеми ППС

Вміти - пояснити компенсацію дрейфу нуля в балансній схемі ППС та в ППС з перетворенням сигналу

 

План вивчення теми:

1 Балансний підсилювач постійногоструму

2 Підсилювач постійногоструму з перетворенням сигналу

 

Рекомендована література

Гершунский Б.С Основы электроники и микроэлектроники [Текст]: учебник / Б.С Гершунский.- К.: Вища школа, 1987. с.- 286-287

 

2.4.1 Балансний підсилювач постійного струму

Балансні ППС будуються на основі чотириплечого моста з паралельним балансом, схема якого наведена на рисунку 2.14.

Тут U12 = 0, якщо

 

(2.32)

 

Напруга на виході мосту не за­лежить від змін напруги живлення чи від пропорційних змін параметрів плечей.

На рисунку 2.15 зображена найпростіша схема балансного підсилювача.

Він складається з двох каскадів на транзисторах VT1 і VT2. Причому параметри елементів обох каскадів повинні бути практично одна­ковими (в тому числі і транзисторів, що досить важко виконати): R1=R'1, R2=R'2, Rе1=R'е1=Rк, Rк1=R'к1=Rк. Навантаження Rн вмикається між колекторами транзисторів.

Підсилювач являє собою чотириплечий міст, де роль резистора R1 виконує Rк1, R2 - опір транзистора VT1, R3 - Rк1', R4 - опір транзистора VT2.

Рисунок 2.15

Для нормальної роботи схеми вона повинна бути строго симетричною. У цьому випадку у вихідному стані (до надходження вхідного сигналу) міст виявиться збалансованим, а напруга на його виході буде дорівнює нулю.

При повній симетрії плечей струми спокою обох транзисторів, а також їхнього відхилення у випадку зміни режиму (наприклад, при зміні напруги Ек, зміні температури й т.п.) мають рівну величину. Потенціали колекторів при цьому також рівні або одержують однакові збільшення напруг. Тому при однаковому впливі дестабілізуючих факторів на обоє транзисторів одночасно баланс моста не порушується й вихідна напруга не з'являється, тобто напруга дрейфу дорівнює нулю.

Якщо вхідний сигнал відсутній, напруга на навантаженні дорівнює нулю (коли схема абсолютно симетрична). Дрейф нуля практично у 20...30 разів менший, ніж у підсилювача з безпосередніми зв'язками, оскільки визначається різницею І0к1 та І0к2.

Вплив вхідної напруги будь-якої полярності приводить до розбалансування моста, тому що на бази транзисторів подаються напруги різних знаків. Транзистор VT1 трохи відкривається, його колекторний струм зростає, а транзистор VT2 пропорційно закривається і його колекторний струм зменшується. При цьому потенціали колекторів одержують однакові по абсолютній величині, але протилежні за знаком збільшення, через навантажувальний опір проходить струм, що створює на Rн напругу Uвих, величина й полярність якого залежать тільки від величини й полярності вхідної напруги.

В реальних балансових схемах завжди є деяка асиметрія. Тому напруга дрейфу на виході повністю не зникає. Однак дрейф нуля в балансових схемах визначається різницею струмів обох транзисторів і тому значно менше, ніж у звичайних схемах прямого посилення.

Для забезпечення додаткової симетрії схеми й регулювання струмів транзисторів у режимі спокою використається змінний резистор R0 (рисунок 2.16).

Величина цього резистора невелика. Звичайно R0»(0,01...0,05)Rе. Що ж стосується резистора Rе, то на ньому створюється спадання напруги за рахунок струмів емітера обох транзисторів

 

Uе= (Iе1 + Iе2) Rе, (2.33)

 

яке використається як напруга негативного зворотного зв'язку (НЗЗ)в режимі спокою. Будь-які одночасно виникаючої нестабільності струмів транзисторів (через вплив температури, джерела живлення й ін.) будуть послаблятися за рахунок глибокого негативного зворотного зв'язку. Разом з тим на резисторі Rе не створюється напруга зворотного зв'язку для складових струмів DIе1 й DIе2, викликаних дією корисного сигналу. Це пояснюється тим, що струми емітерів обох транзисторів під впливом сигналу одержують рівні, але протилежні збільшення (DIе1= - DIе2). тому що потенціали баз завжди протилежні один одному (коли на базу VT1 від джерела сигналу подається плюс, на базу VT2 — мінус і навпаки).

Коефіцієнт підсилення схеми не зменшується.

Для підвищення стабільності роботи схеми резистор Rе повинен бути високоомним, однак це вимагає підвищення напруги джерела живлення.

Коефіцієнт підсилення становить:

(2.34)

, (2.35)

 

де b- коефіцієнт підсилення транзисторів VT1 та VT2

 

Недоліком такого ППС є наявність значного НЗЗ, зумовленого ве­ликими значеннями Re1 і Rе2. Виключити цей недолік дозволяє схемотехнічне рішення, наведене на рисунку 2.16.

Тут справедливі наступні співвідношення:

 

DUе=Rе (DIе1+DIе2) (2.36)

DIе1= - DIе2 (2.37)

DUе= 0 (2.38)

 

Таким чином, відносні зміни струмів емітерів під дією вхідного сигналу взаємно компенсуються, виключаючи НЗЗ за підси­люваним сигналом. НЗЗ за постійним струмом залишається R0, крім того, що вирівнює потенціали емітерів, як і в попередній схемі, у даному разі ще й забезпечує балансування схеми при незначних від­хиленнях параметрів елементів.

Резистор R0 є елементом Н33 за постійним струмом і поліп­шує характеристики схеми від нестабільності напруги жив­лення і температури. За сигналом підсилення зворотний зв'я­зок за рахунок R0 відсутній. За допомогою R0 схему роб­лять симетричною, забезпечуючи Uвих = 0. Вхідні напруги мають бути однакові та протифазні. Вони подаються на бази щодо загальної шини або джерело підключається між базами.

У цьому випадку основним недоліком є погана завадозахищеність, тому що вхід не підключений до загальної шини. Вхідні сигнали протифазні й зумовлюють подвійне підсилен­ня. До синфазних сигналів схема малочутлива, отже може працювати за великих перешкод.

Оскільки дискретні транзистори в межах однієї партії мають неоднакові характеристики і параметри, то дрейфи паралельно-балансових каскадів відбуваються у будь-якому реальному випадку, але вони будуть на порядок менші, ніж в одиночних каскадах. Під час використання паралельно-ба­лансових каскадів в інтегральному виконанні дрейфи змен­шуються ще на порядок щодо таких самих каскадів з дискрет­ними транзисторами.

Балансові каскади з поліпшеними характерис­тиками, що працюють у режимі дуже малих струмів, застосовують як перший диференціальний каскад ППС, якість якого є визначальною для всього підсилювача.

 

2.4.2Підсилювач постійного струму з перетворенням сигналу

При посиленні малих сигналів постійного струму або напруги часто застосовують підсилювачі з перетворенням постійного струму в змінний. Такі ППС мають малий дрейф нуля, великий коефіцієнт підсилення на низьких частотах і не потребують підстроювання нульового рівня. На рисунку 19.4 наведена структурна схема підсилювача з перетворенням постійного струму в змінний. На цій схемі використані наступні позначення: М-модулятор. У - підсилювач змінного струму, ДМ-демодулятор. Такий ППС часто називають підсилювачем з модуляцією і демодуляцією (МДМ).

У ППС з МДМ вхідний сигнал постійної напруги Uвх (або струму) спочатку перетворюється в пропорційний йому сигнал змінної напруги за допомогою модулятора М, потім посилюється звичайним підсилювачем У, а потім демодулятор ДМ перетворює посилений сигнал на сигнал постійної напруги. Оскільки в підсилювачах змінного струму (наприклад, з RC-зв'язком) дрейф не передається від каскаду до каскаду, то в МДМ підсилювачах реалізується мінімальний дрейф нуля.

Роботу підсилювача зручно проілюструвати за допомогою тимчасових діаграм напруг (або струмів) в основних точках схеми рисунку 2.16, які наведено на рисунку 2.17.

Перетворення постійного Uвх в змінне здійснюється з частотою сигналу управління (модуляції) Uупр, зазвичай має вид меандру. Для успішної роботи ППС з МДМ необхідно, щоб частота сигналу управління була, як мінімум, на порядок вище максимальної частоти вхідного сигналу.

З різноманіття можливих варіантів побудови модуляторні пристроїв найбільшого поширення набули транзисторні модулятори (переривники або малострумові перемикачі).

В якості демодулятора ДМ можна використовувати різні електронні пристрої. Найпростішим демодулятором є звичайний двухнапівперіодний або мостовий випрямляч з фільтром на виході. Більш досконалим слід вважати демодулятор, виконаний як фазочуттєві випрямляч.

 

2.4.3 Закріплення вивченого матеріалу

Дати у зошиті відповіді на питання:

1 Складіть схему балансового каскаду транзисторного ППС на кремнієвих транзисторах типу NPN. Поясніть призначення елементів схеми.

2 Чому балансовий каскад ППС часто називають мостовою схемою?

3 Поясніть, як відбувається компенсація дрейфу нуля в балансному підсилювачі.

4 Складіть схему двухкаскадного транзисторного ППС, якщо кожний з каскадів - балансовий.

5 Поясніть чому ППС з перетворенням сигналу не мають дрейфу нуля

 

2.5 Самостійна робота № 20

 

Тема:Сигнали імпульсних і цифрових приладів. Ланцюг, що диференціює. Ланцюг, що інтегрує.

Мета:

Знати - призначення та правила розрахунків ланцюгів, що диференціюють та інтегрують.

Вміти - визначити параметри елементів схеми

 

План вивчення теми:

1 Сигнали імпульсних і цифрових приладів

2 Ланцюг, що диференціює.

3 Ланцюг, що інтегрує.

 

Рекомендована література

Браммер Ю.А Импульсная техника [Текст]: учебник / Ю.А.Браммер, И.Н.Пащук.- М. «В.Ш.», 1985, с. 8-12, 129-144

 

2.5.1 Сигнали імпульсних і цифрових приладів

Сигналом називають фізичний процес, який несе інформацію. Сигнали можуть бути звуковими, світловими, електричними.

Інформація зосереджена в зміні параметрів фізичного процесу. Якщо параметри процесу не змінюються, то вони не є сигналом. Так незмінний звук, світловий потік, синусоїдальне електричне коливання ніякого повідомлення не несе. І навпаки — в зміні гучності, тону звука, яскравості і кольору світлового випромінювання, амплітуди, частоти і фази електричного коливання відображена інформація. Інформативним с також поява або зник­нення, наприклад, електричного коливання, тобто його зміна.

Сигнали на виході мікрофона, передаючої телекамери, різного роду давачів. аналогічно своєму "рисунку", впливають на ці прилади — звуковому тиску, розподіленню освітленості, температурі і т. д. Тому подібні сигнали називають аналоговими. Між мінімальним і максимальним значенням сигнал може мати будь-яке значення. В більшості аналогові сигнали є неперервни­ми. Прилади, в яких діють такі сигнали, називають аналоговими.

Відстань, на яку передасться електричний сигнал, може бути як дуже мала (в межах приладу), так і дуже велика (наприклад, при дослідженні космічного простору). Швидкість розповсюдження електричних сигналів близька до швидкості світла, це обумовило їх широке використання в різноманітних областях техніки.

По дротах електричні сигнали можуть передаватися в тому вигляді, в якому вони знімаються з джерела. При передачі сигналу через відкритий простір ним модулюють високочастотне коливання, за рахунок чого забезпе­чується ефективне випромінювання і прийняття. Інформація, яку переносить сигнал, може бути повідомленням про подію, про режим технологічного процесу, команду на включення і виключення якої-небудь апаратури і т. д. Виражається інформація різноманітними способами і, зокрема, мовою, зоб­раженням, звуком, електричним коливанням.

Під електричним імпульсом розуміють відхилення напруги чи струму від деякого постійного рівня (зокрема від нульового), яке спостерігається протягом часу, меншого чи зрівнюваного з тривалістю перехідних процесів в схемі.

Існує два види імпульсів: відеоімпульси і радіоімпульси.

Відеоімпульси отримують при комутації кола постійного струму. Най­частіше використовуються відеоімпульси прямокутної, трапе­цеїдальної, експоненціальної (гострокінцева), пилко­подібної і трикутної форм. Розрізняють відеоімпульси позитивної і негативної полярності, а також дво­сторонні — різнополярні імпульси. Слід прийняти до уваги, що ре­альні імпульси не мають форми, яка повністю відповідає назві.

Радіоімпульси представляють собою короткочасні посилання синусоїдальної напруги або струму. Вони знімаються з виходу високочастот­ного генератора, який керується (модулюється) відеоімпульсами. Тому фор­ма огинаючої радіоімпульсів відповідає формі модулюючих відеоімпульсів. Радіоімпульси — результат модуляції амплітуди високочастотного коливання прямокутними відеоімпульсами

Імпульсне коливання, параметри якого змінюються у відповідності з інформацією, що передається, є сигналом. Такий сигнал відносять до аналогових, оскільки в діапазоні своїх змін вони можуть приймати будь-яке значення.

Прилади, в яких діють електричні імпульси, називають імпульсними.

Введемо поняття про основні параметри імпульсів на прикладі реаль­ного прямокутного імпульсу (рисунок 2.18).

Рисунок 2.18

2.5.2 Параметри імпульсів

Тривалість. За активну тривалість імпульсу tіа приймають проміжок часу, виміряний на рівні, відповідному половині амплітуди Деколи три­валість імпульсів визначають на рівні 0,1Um (0,1Im) чи по основі імпульсу. В подальшому, якщо це не обговорено, тривалість імпульсу буде визначатися по основі і позначатися tі. Тривалість імпульсу вимірюється в одиницях часу: секундах (с), мілісекундах (мс), мікросекундах (мкс) і наносекундах (нс).

Амплітуда. Найбільше значення напруги або струму імпульсу даної форми є його амплітудою. Амплітуда імпульсу Um(Im) вимірюється в вольтах (В), кіловольтах (кВ), мілівольтах (мВ) або в амперах (А), міліамперах (мА), мікроамперах (мкА).

Тривалість і крутизна фронту імпульсу. Імпульс має передній фронт і зріз, останній також називають заднім фронтом

Тривалість переднього фронту імпульсу визначається часом наростан­ня імпульсу, а тривалість зрізу — часом спаду імпульсу.

Найчастіше користуються поняттям активної тривалості фронту Іф, за яку приймають час наростання імпульсу від 0,1Um до 0,9Um; аналогічно, три­валість зрізу tc - час спаду імпульсу від 0,9Um до 0,1Um (рисунок 2.18).

В основному тривалість tф і tз складають одиниці процентів від трива­лості імпульсу. Чим менше tф і tз порівняно з tі, тим більше форма імпульсу наближається до прямокутної. Інколи замість tф і tз, фронти імпульсу характе­ризують швидкістю наростання (спаду). Цю величину називають крутизною S фронту (зрізу) і вимірюють в вольтах в секунду (В/с), кіловольтах в секунду (кВ/с) і т. д. Для прямокутного імпульсу наближено

 

(2.39)

 

Ділянку імпульсу (рисунок 2.18) між фронтами називають плоскою вершиною. На рисунку показано спад плоскої вершини (ΔU),а також нега­тивний викид.

Потужність в імпульсі. Енергія W імпульсу, віднесена до його трива­лості, визначається потужністю в імпульсі: Рі = W/tі. Вона вимірюється в ва­тах (Вт), кіловатах (кВт).

Період повторення імпульсів. Імпульси, які повторюються через рівні проміжки часу, утворюють періодичну послідовність. Періодом повторення імпульсів називають проміжок часу між початком двох сусідніх однополярних імпульсів. Він вимірюється в одиницях часу: с, мс, мкс.

Величину, обернену періоду повторення, називають частотою повто­рення імпульсів f. Вона визначається кількістю періодів протягом однієї се­кунди і вимірюється в герцах (Гц), кілогерцах (кГц) і т.д.

Коефіцієнт заповнення. Частину періоду Т займає пауза — відрізок часу між закінченням і початком двох сусідніх імпульсів, тобто tі=T-tn.

Відношення тривалості імпульсу до періоду повторення називають ко­ефіцієнтом заповнення. Коефіцієнт заповнення — величина без­розмірна і менша одиниці.

Величину, оберненуу коефіцієнту заповнення, називають скважністю імпульсів q:

 

q=T/tі, (2.40)

 

Скважність безрозмірна величина, але більша одиниці.

 

2.5.3 Ланцюг, що диференціює

У ланцюгах, що диференціюють, струм ic через конденсатор з ємністю С зв'язаний з напругою Uc на ньому диференційною залежністю:

 

(2.41)

Щоб скористатися результатом диференціювання, потрібно створити напругу, пропорційну струму іс.

Це має місце в колі (рисунок 2.19), в якому вихідна напруга знімається з резистора R1:

 

 

(2.42)

де τ=R1C1 — постійна часу ланцюга.

 

Але напруга Uвх на вході цього кола, яка повинна підлягати дифе­ренціюванню, відрізняється від Uc. Оцінимо похибку, яка обумовлена їх різницею:

 

(2.43)

 

Перший член правої частини цієї рівності — корисний результат дифе­ренціювання, другий член — помилка. Вона зменшується зі зменшенням τ.

Відсутність помилки при Uвx=U=const пояснюється тим, що в цьому випадку напруга на конденсаторі (Uc=Uвx-U) змінюється по тому ж закону, що і Uвх. Тому:

 

(2.44)

 

тобто вихідна напруга пропорційна похідній вхідної напруги.

Результат матема­тичного диференціювання дорівнює нулю, якщо диференціюється постійна величина; він дорівнює постійній, відмінній від нуля, якщо диференціюється лінійно функція, яка змінюється.

Нехай до кола (рисунок 2.19) в момент ti прикладена напруга Uвх=U (рисунок 2.20).

Оскільки конденсатор С миттєво зарядитися не може, то стрибок напруги виділяється на резисторі R. Завдяки малій постійній часу за­ряд конденсатора відбувається порівняно швидко, а напруга на виході з тією ж швидкістю прагне до нуля. Встановлене значення (Uвих=0) — результат безпомилкового диференціювання постійного рівня Uвх=U.

Припустимо тепер, що на коло діє передній фронт пилкоподібного імпульсу тривалістю tі — напруга Uвх=αt, яка лінійно змінюється (рисунок 2.20), де α — визначає швидкість наростання і має розмірність В/с. Спочатку швидкість заряду конденсатора мала, оскільки напруга на вході ще незначна; тому більша частина Uвx виділяється на виході. З плином часу швидкість заряду конденсатора зростає при τ«tj наблизиться до значення α задовго до закінчення імпульсу.

Після цього всі зміни Uвх виділяються в сутності на конденсаторі, а на­пруга на виході кола залишається практично постійною: Uвих=αt. Це значен­ня вихідної напруги пропорційно похідній вхідної напруги (Uвх=αt), тобто є результатом його безпомилкового диференціювання.

Таким чином, напруга Uвх=U і Uвх=αt диференціюються колом практично без помилок, але результат такого диференціювання встановлюється на виході не зразу.

Чим менше τ кола, тим менше це запізнення і тим менша похибка ди­ференціювання.

Розглянемо реакцію кола (рисунок 2.20), коли τ«tі. Дія позитивного перепаду вже описувалась: в момент t1 появи імпульсу позитивний скач напруги Um виділяється на виході, потім починається заряд конденсатора і напруга на виході стає практично рівною нулю задовго до закінчення вхідного імпульсу (t«tі).

З моменту закінчення вхідного імпульсу в колі діє тільки напруга Uc, яка через генератор імпульсів (його внутрішній опір вважаємо рівним нулю) прикладається до виходу, тобто Uвих з точністю до знаку повторює напругу Uc. Тому в момент t2 на виході кола появляється напруга Um з негативною полярністю на верхньому (по схемі на рисунку 2.19) і з позитивною на нижньому кінцях резистора R1. Цей негативний перепад швидко спадає до нуля, оскільки конденсатор швидко розряджається.

RC ланцюг (рисунок 2.19) з постійною часу, багато меншою за тривалість вхідного імпульсу, називають диференціючим.

Найчастіше таке коло використовують для диференціювання прямо­кутних імпульсів, в результаті якого одержують короткі гострокінцеві імпульси (рисунок 2.20). Тому коло, яке диференціюють, називають також вкорочуючим та загострюючим

Гострокінцеві імпульси використовуються широко, часто для запуску імпульсних приладів. Зберігаючи в сутності крутий фронт вихідного прямо­кутного імпульсу, гострокінцевий імпульс спадає настільки швидко, що не впливає на наступну роботу приладу, який запускається.

Тривалість t, гострокінцевих імпульсів на виходи диференціючого кола оцінюється на визначеному рівні тривалість по основі виявляється безкінечно великою, оскільки напруга спадає експоненційно. В основному t, визначають на рівні 0,5Um. У відповідності з цим запишемо:

 

(2.44)

 

Чим менша постійна часу кола τ, тим швидше заряджається і розряд­жається конденсатор і тим меншу тривалість мають вихідні імпульси, тим більше гострокінцевими вони стають.

 

2.5.4 Ланцюг, що інтегрує

У інтегруючих колах, напруга на конденсаторі зв'язана з струмом че­рез нього інтегральною залежністю.

 

, (2.45)

де С — ємність конденсатора,Ф;

t — час інтегрування,с.

 

Будемо вважати, що початковий заряд конденсатора дорівнює нулю. Тоді вираз (2.45) визначає повну напругу на конденсаторі.

Щоб інтегрувати задану напругу Uвх струм Iс повинен змінюватися по тому ж закону, що і Uвх. До деякої міри це забезпечує RC-ланцюг (рисунок 2.21), постійна часу якої набагато більше від часу інтегрування t (τ » t). Таке коло називають ланцюгом, що інтегрує.

Якщо 1«τ, то за час t напруга Uс не встигне істотно змінитися. В цьому випадку струм в колі ic=(Uвх-Uc1)/R1»Uвх/R1, тобто приблизно пропорційний Uвх, a

 

(2.46)

 

По мірі заряду конденсатора струм в колі змінюється, навіть якщо Uвх=const. Це є причиною похибки інтегрування.

2.5.5 Закріплення вивченого матеріалу

1 Поясніть ствердження: скважність імпульсів дорівнює 2

2 Отримайте діаграми роботи ланцюга, що диференціює, та ланцюга, що інтегрує, за допомогою MicroCap для різних значень t.

3 Поясніть, чому ланцюг, що диференціює, має двухполярний вихідний сигнал

4 Наведіть визначення постійної часу кола

5 Наведіть приклади використання ланцюга, що диференціює, та ланцюга, що інтегрує.

6 Розрахуйте тривалість вихідних сигналів диференціювального та інтегруючого ланцюга, якщо відомо, що R=10кОм, С=1мкФ.

 

 

2.6 Самостійна робота № 21

 

Тема:Діодні обмежники рівня

 

Мета:

Знати - роботу обмежників рівня

Вміти - визначити тип обмежника, пояснити формування вихідного сигналу обмежників

 

План вивчення теми:

1 Обмежники амплітуди

2 Послідовні діодні обмежники

3 Паралельні діодні обмежники

 

Рекомендована література

Браммер Ю.А Импульсная техника [Текст]: учебник / Ю.А.Браммер, И.Н.Пащук.- М. «В.Ш.», 1985., с.129-144

 

2.6.1 Обмежники амплітуди

Обмежники амплітуди — прилади, напруга яких на виході (Uвих) про­порційна вхідній напрузі Uвх до тих пір, доки остання не досягає деякого рівня, який називається порогом обмеження; після цього Uвих залишається постійною, не дивлячись на зміну Uвх.

Щоб пропорційність між Uвих і Uвх мала місце тільки на деякій ділянці, характеристика обмежника Uвих=f(Uвх) обов'язково повинна бути не­лінійною. Тому необхідною деталлю обмежника є нелінійний елемент (в більшості напівпровідниковий діод, який має малі габарити і масу, і спожи­ває незначну енергію).

На рисунку 2.22 показані амплітудні характеристики обмежників з різними порогами обмеження. Напруга на виході обмежника 1 характери­стика, яка зображена на рисунку 2.22,а рухається за вхідною напругою, доки останнє не перевищить рівень Uобм. Подальше збільшення Uвх не викликає змін Uвих. Такий вид обмеження називається обмеженням по максимуму чи обмеженням зверху.

На рисунку 2.22, б,в показані характеристики, які забезпечують обмеження по мінімуму (знизу) і двобічне обмеження з рівнями обмеження Uобм1 і Uобм2, відповідно. На рисунку 2.22,г представлена характеристика, яка забезпечує об­меження знизу на нульовому порозі. Обмежник з такою характеристикою пропускає на виході напругу тільки позитивної полярності.

а)- обмеження зверху; б)- обмеження по знизу; в)- двобічне обмеження з рівнями обмеження Uобм1 і Uобм2; г)- об­меження знизу на нульовому порозі

Рисунок 2.22

Обмежник, який пропускає на виході напругу тільки негативної поляр­ності, повинен мати характеристику, розміщену в третьому квадранті (зображену пунктиром на рисунку 2.22,г), а також для формування трапецеїдальних імпульсів із синусоїдальною напругою при двобічному обмеженні (рисунок 2.22,в). Чим більша амплітуда і частота f синусоїдальної напруги, тим крутіше наростає синусоїда — тим менша тривалість фронту tф вихідних імпульсів. Вона додатково змен­шується із зменшенням порогу обмеження Uобм.

Величину tф, обумовлену тільки тим, що імпульс формується із сину­соїди, можна визначити (рисунок 2.23), виходячи з того, що

Оскільки обмеження ведеться з метою одержання імпульсів з крутими фронтами, то тривалість фронту tф мала. Це дає основу замінити синусоїдальну функцію sin2×π×f×tф її аргументом і записати:

 

, (2.47)

де Uобм- рівень напруги обмеження, В;

Um- амплітуда вхідного сигналу, В;

f - частота вхідного сигналу, Гц;

tф- тривалість фронту tф, с.

 

При вивченні діодних обмежників потрібно виходити з того, що практично діод проводить струм, коли потенціал його аноду вище потенціалу катода. Роботу діодних обмежників будемо розглядати при дії на вхід синусоїдальної напруги.

В залежності від способу з'єднання навантаження і діода розрізняють:

¾ послідовні і паралельні;

¾ з нульовим і ненульовим порогом обмеження

 

2.6.2 Послідовні діодні обмежники

2.6.2.1 Обмежник з нульовим порогом обме­жування

Схема такого обмежника приведена на рисунку 2.24,а. З неї випливає, що вхідна напруга Uвх розподіляється між діодом VD1 і резистором навантаження R1. Від співвідношення їх опорів залежить, яка частина Uвх виділяється на вході.

 

Рисунок 2.24

Опір діода в прямому (пропускному) напрямі (Rпр) багато менше опору резистора навантаження (R1). Тому позитивна напівхвиля напруги практично повністю виділяється на виході.

Опір діода в зворотному (непропускному) напрямі Rзвор багато більше R1. Тому негативна напівхвиля практично повністю виділясться на діоді і Uвх=0.

Із сказаного випливає, що діодний обмежник можна розглядати як прилад з змінним коефіцієнтом передачі (Кпер) вхідної напруги на вихід. Поки Uвх не досягає порогу обмежування. Кпер≈1, тобто Uвих≈Uвх. Після досягнення порогу обмежування Кпер≈0, тобто Uвих≈0.

На на рисунку 2.24,б зображені криві напругUвх і Uвих, які ілюструють роботу Обмежника (рисунок 2.24,а). Опір Rпр має невелике значення (Rпр<<Rн), але не рівне нулю; тому незначна частина U(+)вх все ж таки виділясться на діоді і U(+)вих трохи менше ніж U(+)вх. Нерівність Rзвор>>Rн є більшою, тому при дії U(-)вх напруги Uвих на рисунку 2.24,б показано рівною нулю. Таким чином, розг­лянута схема забезпечує обмеження вхідної напруги знизу з порогом обме­женні, який дорівнює, нулю.

Обмеження зверху з нульовим порогом можна одержати, змінивши на­прям ввімкнення діода (рисунок 2.24 в,г).

Як вже зазначалось, Обмежник з нульовим порогом обмеження засто­совується для вилучення імпульсів визначеної полярності із послідовності різнополярних імпульсів.

 

2.6.2.2 Обмежник з ненульовим порогом обмежування

Для одержання поро­гу обмежування, відмінного від нуля, послідовно з навантаженням вмикають джерело постійної напруги Е (рисунок 2.25).

В схемі, зображеній на рисунку 2.25,а при відсутності вхідного сигналу джерело Е надає катоду діода VD від'ємний потенціал, анод діода через дже­рело вхідної напруги з'єднується з додатньою клемою +Е так, що діод зміщується в прямому напрямі. В результаті до надходження вхідної напруги діод відкритий і через резистор R1 протікає струм, який створює на ньому напругу з полярністю, вказаною на рисунку.

 

 

Рисунок 2.25

Якщо знехтувати опором джерела і як раніше вважати R1>>Rпр, то основним опором в колі буде R1. Тому до моменту дії Uвх напруга URн≈Е і Uвих=UR1-Е≈0.

Додатня напіхвиля Uвх діє згідно з Е і майже цілком (Rн>>Rпр) ви­ділясться на резисторі R1. Тому UR1=E+Uвх і Uвих=UR1-E, тобто вихідна напруга, починаючи наростати від нуля, повторює всі зміни вхідної напруги.

При дії негативної напівхвилі Uвх джерела Е і Uвх виявляються ввімкненими зустрічне, так що результуюча напруга в колі U=E-Uвх, де Uвх (тут і далі) — абсолютне значення напруги.

Поки напруга (E-Uвх) позитивна, діод зміщений в прямому напрямку, він проводить струм і напруга на виході дорівнює вхідній.

В деякий момент напруга наростаючої негативної напівхвилі досягає значення, рівного Е. При цьому діод закривається і подальше збільшення Uвх не впливає на вихідну напругу.

Сказане ілюструється кривими (рисунок 2.25,а). На них граничні значення потенціалу катода (нижче якого він не може бути) Uпр=-E. Тому, як тільки потенціал анода Uвх стане нижче Uпр, діод закриється і на виході встановить­ся напруга Uобм=-Е. Таким чином, розглянута схема забезпечує обмеження знизу з від'ємним порогом Uобм=-Е.

Якщо в схемі (рисунок 2.25.а) змінити полярність джерела Е і напрям ввімкнення діоду, то отримаємо схему, яка приведена на рисунку 2.25,6. Як і в попередній схемі, тут до моменту дії Uвх напруга на виході дорівнює нулю. Граничне значення потенціалу анода (після закриття діода), више якого воно не може бути, в цьому випадку складає Uпр=Е.

Маючи на увазі, що потенціал катоду дорівнює Uвх, легко прийти до висновку, що вхідна напруга, яка перевищує Uпр, на вихід передаватися не буде (рисунок 2.25,б).

Розглядання інших з'єднань полярності джерела Е і напрямку ввімкнення діода не складно.

Комбінуючи обмеження зверху і знизу (рисунок 2.25,а,б), можна одержати дводвосторонній Обмежник (рисунок 2.25,в), який використовується для форму­вання із синусоїдальної напруги трапсціїдальних імпульсів. Діод VD1 про­пускає додатню напівхвилю вхідної напруги, але обмежує від'ємну напівхвилю на рівні Е1, подібно до схеми рисунку 2.25,а. Діод VD2 пропускає з на­вантаження R1 на вихід схеми обмежену від'ємну напівхвилю і обмежує на рівні Е2 додатню напівхвилю (подібно схемі рисунку 2.25,б).

Часові діаграми на рисунку 2.25 відповідають ідеальному діоду: Rпр=0, Rоберн=∞.

 

2.6.3 Паралельні діодні обмежники

2.6.3.1 Обмежник з нульовим порогом об­межування.

Схема такого Обмежника приведена на рисунку 2.26,а. Необхідним елементом її є обмежуючий резистор Rобм, який вибирають так, щоб викону­валась нерівність

 

Rпр<<Rобм<<Rн<<Rоберн, (2.48)

 

де Rпр і Rоберн – опір діода, який зміщений в прямому і зворотному напрямках.

Рисунок 2.26

Вхідна напруга Обмежника розподіляється між Rобм і ділянкою кола, утвореною паралельно діодом і навантаженням RH.

При відкритому діоді опір цієї ділянки за рахунок невеликого Rпр ма­лий і майже вся вхідна напруга виділяється на Rобм(Rобм>>Rпр), а Uвих=0.

Закритий діод не шунтує навантаження Rн(Rобен>>Rн); вхідна напруга ділиться між Rобм і Rн, і оскільки Rн>>Rобм, то на навантаження падає основна частина Um: Uвих≈Uвх.

В схемі рисунку 2.26,а діод відкривається під час дії додатної напівхвилі Uвх. Тому на виході виділяється в сутності тільки від'ємна напівхвиля — схема забезпечує обмеження зверху з нульовим порогом.

Роботу Обмежника (рисунок 2.26,а) ілюструють часові діаграми (рисунок 2.26,б). Хоча Rобм<<R­н, частина вхідної напруги виділяється на Rобм, так що навіть при відкритому діоді вхідна напруга дещо менше вхідної. Опір відкритого діода малий (Rпр<<Rобм), але не рівний нулю; тому частина додатної напівхвилі Um на виході все-таки виділяється.

Якщо змінити напрямок ввімкнення діода (рисунок 2.26,в,г), то на виході схеми виділиться позитивна напівхвиля — схема забезпечує обмеження зни­зу з нульовим порогом.

 

2.6.3.2 Обмежник з ненульовим порогом обмежування.

Включення джерела в коло дозволяє одержати рівні обмежування, відміні від нуля. Так, в схемі рисунку 2.27 у відсутності вхідної напруги діод закритий і Uвих=0. Від'ємна на­півхвиля не може відкрити діод і майже вся її напруга виділяється на ви­ході. Поки додатня напівхвиля вхідної напруги не відкриває діод, напруга з входу передасться на вихід.

Рисунок 2.27

Після того, як Uвх перевищить Е, діод відкриється і вихідна напруга перестане змінюватися вслід за вхідною. Таким чином, схема забезпечує обмеження зверху на рівні Е. Обмеження знизу на рівні -Е дає схема, приведена на рисунку 2.27, б. Комбінуючи розглянуті схеми, можна одержати двобічний Обмежник (рисунок 2.27,в). До надходження вхідної напруги діоди VD1 і VD2 закриті і Uвх=0. Під час дії додатної напівхвилі Uвх діод VD2 закритий і схема пра­цює подібно схемі, яка зображена на рисунку 2.27,а, забезпечуючи обмеження зверху на рівні Е1. Під час дії від'ємної напівхвилі Uвх закритий діод VD1 і схема працює подібно схемі, яка зображена на рисунку 2.27,б, забезпечуючи об­межування знизу на рівні -Е2. Часові діаграми, які зображені на рисунку 2.27, відповідають ідеальному діоду: Rпр=0, Rоберн=∞.

 

2.6.4 Закріплення вивченого матеріалу

Дати у зошиті відповіді на питання:

1. Змінивши полярність джерела Е в схемах 2.25, а. б, накреслити часові діаграми вихідної напруги, припускаючи, що на вхід вплине сину­соїдальна напруга. Назвіть вид обмеження для обох випадків.

2. Виконати завдання п. 1 для схем 2.27, а, б.

 

2.7 Самостійна робота № 22

 

Тема:Ключі та методи їх прискорення

Мета:

Знати - схеми насичений та ненасичених ключів

Вміти - визначити параметри елементів схеми та пояснити принцип дії ключів

 

План вивчення теми:

1 Ключі на біполярних транзисторах

2 Ключ з прискорюючим конденсатором

3 Ненасичений ключ з нелінійним зворотним зв'язком

Рекомендована література

Браммер Ю.А Импульсная техника [Текст]: учебник / Ю.А.Браммер, И.Н.Пащук.- М. «В.Ш.», 1985, с. 72-87

 

Ключ комутує (включає і виключає) ділянки електричного кола. Його дія базується на тому, що у включеному стані він має дуже малий, а у виклю­ченому - досить великий опір.

На відміну від підсилюючих схем транзистор ключа працює в нелінійному режимі: з деяких значень базової напруги Uб струм його колек­тора перестає змінюватись вслід за Uб.

Ключ встановлюється послідовно з комутуючою ділянкою кола (наван­таженням) або паралельно їй.

На рисунку 2.28,а зображена схема паралельного ключа. Коли під дією ке­руючої напруги Uynp транзистор закритий (виключений), навантаження Rн через резистор Rк підключене до джерела живлення Ек. Якщо керуючою на­пругою забезпечується насичення (ввімкнення) транзистора, навантаження виявляється зашунтованим його незначним опором і напругою на ньому близькою до нуля.

а) схема паралельного ключа; б) схема послідовного ключа

Рисунок 2.28

На рисунку 2.28,б приведена схема послідовного ключа. При ввімкненому транзисторі навантаження Rн під'єднується до напруги Uвх, при вимкненому -цей зв'язок обривається. Даний ключ буде нормально працювати при Uвх>0.

Ключові властивості транзистора не є ідеальними (Rвкл≠0, Rвик ≠∞). Тому для підвищення ефективності комітації її інколи здійснюють одночасно послідовним і паралельним ключами. При цьому для підключення наван­таження транзистор послідовного ключа вмикається, а транзистор паралель­ного ключа вимикається. Для відключення навантаження стани транзисторів змінюються на протилежні.

Основними параметрами транзисторного ключа є опір у ввімкненому і вимкненому станах, остаточна напруга на ключі і швидкодія, яка визна­чається часом переключення.

Ключі використовуються не лише за прямим призначенням, але і вхо­дять в основні цифрові елементи і імпульсні пристрої.

 

2.7.1 Ключі на біполярних транзисторах

В ключовому каскаді транзистор в основному вмикається по схемі з загальним емітером Саме цей варіант мається на увазі при розгляданні стаціонарних і перехідних режимів ключів на біполярних транзисторах.

Стаціонарні стани ключа. Ключовий каскад (рисунок 2.29,а) може знаходи­лись в одному з двох стаціонарних станів: у ввімкненому (транзистор наси­чений) і у вимкненому (транзистор закритий).

Рисунок 2.29

Режим насичення виникає при позитивній керуючій напрузі, якщо базовий струм Іб який створений нею задовольняє умову:

 

 

Iб×β≥Iкн, (2.49)

 

де β - коефіцієнт підсилення базового струму;

Iкн - струм насичення колектора.

 

При насиченні транзистора Iк=Iкн≈Ек/Rк, Uкн=Ек-Iкн×Rк≈0

Режим відсічки (транзистор закритий) виникає при негативній керу­ючій напрузі, якщо вона забезпечує запирання емітерного переходу (Uбе<0). Оскільки в режимі, який розглядається в колі бази проходить витікаючий з нього зворотний струм колекторного переходу (Iк0), то вказану умову запи­шемо у вигляді:

 

-Uупр+Iк0mах×Rб < 0, (2.50)

 

де Uynp - абсолютне значення негативної керуючої напруги;

Iк0mах - зна­чення зворотного струму при максимальній робочій температурі.

 

2.7.2 Ключ з прискорюючим конденсатором

В такому каскаді (рисунок 2.30,а) вдасться зменшити струм бази після того, як транзистор ввійшов в режим насичення. При цьому зменшується ступінь насичення і, як наслідок, час розсмоктування заряду (затримка виключення) після закінчення позитивного вхідного імпульсу.

Рисунок 2.30

Вказаний ефект пояснюється наступним. При вимкненні транзистора складова базового струму, яка обумовлена позитивним керуючим імпульсом, проходить через резистор R’б1 і розряджений прискорюючий конденсатор С, тобто обмежується тільки R'б1. Тому в базу транзистора втікає значний струм I’б1­ (рисунок 2.30); в результаті тривалість фронту включення мала.

Реально конденсатор С починає заряджатись, коли транзистор уже зна­ходиться в насиченні. Після заряду конденсатора струм керуючого імпульсу обмежується двома резисторами: R'б1 І R''б1. Тому тепер струм бази Iб2 істотно менше Iб1.

З закінченням керуючого імпульсу базовий струм завдяки джерелу Еб стрибкоподібне змінюс свою напругу, потім експоненційно зменшується, а після запирання транзистора встановлюється на рівні Ік0 (рисунок 2.30,б). При цьому напруга на конденсаторі який зарядився (його полярність вказана в дужках на рисунку 2.30,а) прискорює включення транзистора.

Таким чином, в каскаді (рисунок 2.30,а) крутий фронт включення транзи­стора сполучається з зменшенням тривалості фронту і затримки включення.

 

2.7.3 Ненасичений ключ з нелінійним зворотним зв'язком

Затримку вимкнення можна усунути повністю, якщо уникнути наси­чення транзистора Для цього колектор транзистора NPN- типу повинен завжди мати позитивний потенціал відносно бази (Uкб > 0).

Але при вмиканні транзистора база отримує позитивний потенціал зі сторони входу ключа, а позитивний потенціал колектора зменшується по мірі збільшення колекторного струму, так що Uкб може стати негативним.

Рисунок 2.31

Умова Uкб > 0 виконується в каскаді (рисунок 2.31), в якому за рахунок діода Д реалізовано нелінійний негативний зворотний зв'язок. У відсутності пози­тивних керуючих імпульсів транзистор Т і діод Д заперті - зворотний зв'язок відсутній.

З надходженням позитивного керуючого імпульсу транзистор відкривається, колекторний струм ік наростає, а потенціал колектора змен­шується. При цьому через резистори R'б1 і R"б1 проходить однаковий струм і'б= і"б, а анод діода має позитивний потенціал відносно бази

 

Uеб = і"б·R"б1 > 0, (2.51)

 

Коли в процесі включення потенціал колектора Uкб опуститься дещо нижче цього значення, діод відкривається і з'єднає точки а ік. Після цього -якщо вважати діод ідеальним (Uд=0) - потенціал колектора завжди буде залишатися рівним потенціалу точки а, тобто позитивним відносно бази на i"б·R''б1. Реально Uд≠0, за рахунок чого потенціал колектора нижче потенціалу точки а на Uд; але при правильно вибраних елементах схеми (коли i"б·R''б1>Uд) напруга Uк>0, тобто насичення транзистора відсутнє.

В розглянутому каскаді на етапі включення можна допустити великий базовий струм. Після відкриття діода через нього розгалужується значна час­тина керуючого струму, завдяки якому базовий струм істотно зменшується. Оскільки через резистор Rк струм не може змінюватися (потенціали Ек і Uк його виводів постійні), то через діод струм заземлюється через транзистор і коло, які приєднані до колектора.