Ключи на биполярном транзисторе
Транзисторный ключ в общем случае состоит из транзистора, базового сопротивления, обеспечивающего режим управления по току Rб>>rвх, сопротивления коллектора и нагрузки. Транзистор в ключевой схеме может включаться по схеме с ОБ, ОЭ, ОК. Наибольшее распространение получила схема с ОЭ, представленная на рис. 9.2.
Нелинейные элементы, а также ключевые схемы на их основе должны обладать следующими свойствами:
‑во включенном состоянии минимальным сопротивлением и минимальным (остаточным) падением напряжения;
‑в выключенном состоянии максимальным сопротивлением и минимальными тепловыми токами и токами утечки;
‑высоким быстродействием, т.е. скоростью перехода из закрытого состояния в открытое и наоборот;
‑высокой помехоустойчивостью, которая характеризуется чувствительностью схемы к воздействию помех;
‑высокой чувствительностью, характеризующей переключение схемы при минимальном изменении входного сигнала;
‑высокой надежностью при эксплуатации.
Транзистор в схеме работает в ключевом режиме, характеризуемом двумя устойчивыми состояниями: режимом отсечки и режимом насыщения. Для удобства рассмотрения процессов, протекающих в транзисторе, на выходной характеристика строится нагрузочная прямая, описываемая уравнением 
. Режим отсечки транзистора обеспечивается при отрицательных потенциалах базы Uвх<0. Под действием входного напряжения эмиттерный переход закрывается, ток базы Iб=–Iкбо, в коллекторный цепи протекает небольшой обратный (тепловой) ток коллекторного перехода Iкбо. Этому состоянию соответствует рабочая точка 1 на статической характеристике, которая определяет величину выходного напряжения
. (9.1)
Критерием выбора транзисторов, работающих в ключевом режиме, является малое значение Iкбо. Сопротивление транзистора в закрытом состоянии велико и равно
. (9.2)
Для уменьшения времени зарядки барьерной и паразитных емкостей ключа, влияющих на быстродействие схемы, сопротивление Rк. выбирают небольшим порядка единиц кОм. Поэтому выходное сопротивление ключа определяется параллельным соединением Rк и Rт
. (9.3)
При подаче на вход положительного напряжения ток базы возрастает, и при соответствующем его значении транзистор из режима отсечки переходит в режим насыщения (точка 2 рис. 9.2). Увеличение тока базы вызывает увеличение тока коллектора Iк, а напряжение Uкэ на открытом транзисторе уменьшается. Падение напряжения на открытом транзисторе невелико и его называют остаточным напряжением DUкэ нас, и оно лежит в пределах 0,05…1 В. При изменении температуры окружающей среды напряжение Uкб и Uэб изменяются приблизительно на одну и ту же величину, а напряжение DUкэ нас, является разностью этих напряжений и изменяется очень мало. Такой ключ называют инвертирующим (инвертором). Через транзистор в этом случае протекает максимальный ток, который называется током насыщения
, (9.4)
. (9.5)
До некоторого граничного значения тока базы Iб гр сохраняется соотношение между токами электродов транзистора, характерное для активного режима
, (9.6)
где h21Э статический (усредненный) коэффициент передачи тока базы в схеме с ОЭ (а не дифференциальный коэффициент h21э при малом входном сигнале).
При дальнейшем увеличении тока базы (Iб>Iб гр) транзистор переходит в режим насыщения, остаточное напряжение почти не изменяется, ибо все выходные характеристики проходят через точку 2 (рис. 9.2,б), а соотношение (9.6) нарушается. Для оценки глубины насыщения транзистора вводят параметр S (коэффициент насыщения), который показывает во сколько раз ток, протекающий в цепи базы, больше Iб гр при вхождении транзистора в режим насыщения
. (9.7)
В режиме насыщения сопротивление транзистора минимально и практически не зависит от Iб и Rк, которое определяет выходное сопротивление замкнутого ключа. В режиме насыщения транзистор теряет управляемость, токи его электродов остаются неизменными и определяются параметрами внешних цепей. Важным преимуществом режима насыщения является независимость тока коллектора от параметров транзистора (9.5) и температуры окружающей среды.
При подаче на вход ключа напряжения положительной полярности ток базы практически мгновенно увеличивается, и в транзисторе протекают переходные процессы (рис. 9.3), приводящие к постепенному нарастанию тока коллектора. Инерционность переходных процессов связана с накоплением неосновных носителей в базе и перезарядом барьерных емкостей р–n переходов транзистора.
Строгий теоретический подход к анализу этих процессов заключается в решении уравнений непрерывности. При произвольном уровне инжекции уравнение непрерывности нелинейно, и получить аналитическое решение для распределения носителей в базе невозможно.
Существуют приближенные методы анализа переходных процессов: метод заряда, метод кажущихся токов и метод Эберса–Молла. Метод заряда заключается в том, что транзистор рассматривается как устройство, управляемое неравновесным зарядом неосновных носителей. Изменяя величину заряда в активном режиме, можно изменять величину коллекторного тока. Изменение величины избыточного заряда в режиме насыщения позволяет изменять время рассасывания неосновных носителей. Если известен закон изменения во времени заряда в базе, то можно определить закон изменения тока коллектора и время рассасывания.
Изменение заряда Q во времени (dQ/dt) вызвано током базы iб(t) и рекомбинацией носителей в области базы – Q/tb. Ток базы в транзисторе для активного режима выражается следующим выражением:
. (9.8)
Решая это уравнение при нулевых начальных условиях Q0=0, Iб=const получим
, (9.9)
где tb – время жизни неосновных носителей в базе.
Из выражения (9.9) следует, что процесс изменения заряда происходит по экспоненте с постоянной времени tb. Зависимость приращения заряда от времени при создании скачка тока базы имеет вид
. (9.10)
Согласно уравнению (9.10) при скачкообразном изменении тока базы ток коллектора будет изменяться по экспоненте с той же постоянной времени, что и накопленный в базе заряд.
. (9.11)
При достижении током коллектора тока насыщения возрастание коллекторного тока прекращается.
На переходные процессы в транзисторе сильное влияние оказывают емкости р–n переходов. Напряжение Uбэ не может измениться скачком (рис. 9.3) из-за влияния барьерных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов. Когда напряжение Uбэ достигнет порогового значения (момент времени t3), резко возрастают инжекция носителей из эмиттера в базу и диффузионная емкость Cдиф э, рост Uбэ замедляется, в коллекторной цепи появляется ток, создающий падение напряжения на резисторе Rк.
Интервал времени с момента подачи входного сигнала до момента, когда ток коллектора достигает 0,1Iк нас, называют временем задержки, и его можно рассчитать по формуле
, (9.12)
где 
;
‑ усредненные барьерные емкости эмиттерного и коллекторного переходов.
Коллекторный ток возрастает по экспоненте, стремясь к величине Iб1h21э
. (9.13)
Интервал времени с момента нарастания фронта выходного импульса тока от 0,1Iк нас до 0,9Iк нас называют временем нарастания, и оно равно
. (9.14)
Суммарное время tзд+tнр=tвкл называется временем включения. За это время накапливаемый заряд в базе достигает значения Q, характерного для активного режима. С увеличением времени воздействия входного сигнала транзистор переходит в режим насыщения, заряд в базе достигает значения Qб нас.
С приложением запирающего напряжения в момент времени tз в цепи базы появляется отрицательный ток 
. Скачкообразно понижается напряжение на базе, связанное с изменением напряжения на сопротивлении базы rб: 
. На эмиттерном и коллекторном переходах остаются прямые напряжения до тех пор, пока концентрация избыточных носителей у границ переходов в базе не уменьшится до нуля. При этом ток коллектора остается постоянным, равным Iк нас, а выходное напряжение низким. Время с момента подачи на базу запирающего импульса до момента, когда ток коллектора уменьшается до 0,9Iк нас называется временем рассасывания tрас
, (9.15)
где t'b » tb/2 ‑ эквивалентная постоянная времени, равная времени жизни неосновных носителей заряда в базе в режиме насыщения.
После выхода транзистора из режима насыщения при t>t4 ток коллектора уменьшается до нуля, а напряжение на выходе возрастает до Uип. Время с момента уменьшения тока коллектора от 0,9Iк нас до 0,1Iк нас называют временем спада (среза) tсп
. (9.16)
Суммарное время tвык=tрас+tсп называется временем выключения. Время включения и время выключения характеризуют быстродействие ключа. Для повышения быстродействия необходимо использовать транзисторы с большими предельными частотами.
Ключ с барьером Шотки
Для повышения быстродействия ключа необходимо уменьшить время рассасывания избыточных зарядов, т.е. транзистор должен работать на границе активного режима и режима насыщения. Для предотвращения насыщения транзистора в ключе используют нелинейную обратную связь, предложенную Б.Н. Кононовым в 1955 году. При микроэлектронном исполнении нелинейная обратная связь наиболее эффективна, если между коллектором и базой включается диод Шотки (рис. 9.4,а).
При отсутствии сигнала на входе схемы транзистор закрыт, закрыт и диод Шотки, выходное напряжение велико (точка 1 на рис. 9.4,6). При подаче на вход положительного сигнала транзистор открывается, и рабочая точка по нагрузочной прямой начинает перемещается в точку 2. Ток коллектора растет, а потенциал коллектора уменьшается, и в момент времени t1 открывается диод Шотки. После этого входной ток перераспределяется между базой транзистора и диодной цепью так, что рабочая точка перемещается в точку О, в которой Iк = Iд+Iн (рис. 9.4,в). Точка О располагается в непосредственной близости к границе насыщения в области линейного участка характеристик. При подаче запирающего сигнала на вход схемы начинается спад коллекторного тока. Задержка начала нарастания коллекторного напряжения (время t3) обусловлена временем, в течение которого ток диода уменьшается от начального значения Iд до нуля, и она составляет менее одной наносекунды. Спад коллекторного тока и нарастание коллекторного напряжения происходит как у обычного транзисторного ключа.
Наряду с высоким быстродействием транзисторные ключи с нелинейной обратной связью имеют следующие недостатки:
1. Относительно большее падение напряжения на открытом ключе (около 0,5 В).
2. Меньшая температурная стабильность.
3. Худшая помехоустойчивость, что объясняется более высоким входным сопротивлением в открытом состоянии.
Ключи на МДП транзисторах
МДП-транзисторы применяют при построении цифровых микросхем. Это обусловлено простотой их конструкции, малыми размерами и низкой потребляемой мощностью. Цифровые МДП микросхемы состоят только из МДП-транзисторов, функции пассивных элементов выполняют сами транзисторы. МДП микросхемы представляют собой схемы с непосредственными связями, поэтому в таких схемах отсутствуют конденсаторы связи. По принципу действия цифровые МДП микросхемы можно подразделить на статические и динамические. Логические микросхемы статического типа выполняются как на МДП-транзисторах с каналами одного типа проводимости, так и на комплементарных парах. Так называют пару транзисторов, имеющих примерно одинаковые значения основных параметров, но с полупроводниковыми структурами противоположного типа. В биполярной технологии – это транзисторы n–p–n и p–n–p, в полевой технологии ‑ транзисторы с n– и p–каналами. Такие МДП микросхемы называют комплементарными.
Базовым элементом логических МДП микросхем является инвентор (ключ). В качестве нагрузочного элемента в ключевой схеме используется линейный резистор или МДП-транзистор в качестве нелинейного резистора. Использование в качестве нагрузки нормально открытых МДП-транзисторов позволяет отказаться от применения высокоомных диффузионных резисторов, занимающих большую площадь на подложке. На рис. 9.5 приведены схемы инверторов на МДП-транзисторах с каналом p–типа.
Транзистор VT1, исток которого соединен с заземленной шиной питания, является ключевым (активным), а транзистор VТ2 ‑ нагрузочным, выполняющим роль резистора. Затвор нагрузочного транзистора подключается к источнику напряжения смещения Uсм (рис. 9.5,а), имеющему более высокий по абсолютному значению уровень напряжения, чем напряжение источника питания Uип, или непосредственно к источнику питания Uип (рис. 9.5,б). В ключе с источником смещения, нагрузочный транзистор VТ2 представляет собой квазилинейную нагрузку. Напряжение источника смещения такое, что он работает только в крутой области ВАХ. В ключе с одним источником питания нагрузочный транзистор используется в качестве нелинейной нагрузки и транзистор работает в пологой области ВАХ, где
. (9.17)
Ток, протекающий через нагрузочный транзистор, определяется из выражения
, (9.18)
где Sк, Sн – удельная крутизна ключевого и нагрузочного транзисторов.
На рис. 9.5,в приведены ВАХ ключа на МДП-транзисторе с транзистором в цепи нагрузки. Точка пересечения двух любых кривых дает совместное решение системы уравнений, описывающих состояние ключевого и нагрузочного транзисторов. А так как ток, протекающий в последовательно включенной цепи транзисторов одинаков, то работа транзистора в пологой области описывается следующим выражением
. (9.19)
В крутой области характеристик ключевого транзистора это уравнение имеет вид:
. (9.20)
Если напряжения Uвых и Uвх – Uзи пор пронормировать к разности Uип – Uзи пор, то получим
. (9.21)
Выражение (9.21) позволяет получить выражение для величины остаточного напряжения на транзисторе
. (9.22)
Для создания БИС и СБИС используют МДП-транзисторы с n–каналами. А ключи строят с токостабилизирующей нагрузкой (Д–нагрузкой) (рис. 9.6).
В качестве нагрузки применяют МДП-транзистор VT2 со встроенным каналом n–типа, у которого затвор соединен с выходом схемы, а не с источником питания. Нагрузочный транзистор VТ2 всегда открыт, так как 
. При 
транзистор VТ1 закрыт, и напряжение на выходе практиче-
ски равно +Uип. При 
оба транзистора открыты, на выходе имеется минимальное напряжение. Ключи с Д–нагрузкой увеличивают быстро-действие и повышают помехо-устойчивость по сравнению с МДП-ключами с нагрузочными индуци-рованными МДП-транзисторами. Низ-кая скорость переключения зависит от величины паразитной емкости, которая перезаряжается в течение переходного процесса. Формирование фронтов на выходе ключа определяется временем заряда и разряда эквивалентной емкости. Емкость заряжается через нагрузочный транзистор, а разряжается через VТ1. Сопротивление нагрузочного транзистора VТ2 почти в 10…20 раз превышает сопротивление открытого ключевого транзистора. Поэтому время включения (определяется сопротивлением VТ1) намного меньше времени выключения, определяемого нагрузочным транзистором (рис. 9.6). В связи с этим быстродействие ключа ограничено большим временем выключения, в течении которого Cн заряжается до выходного напряжения током, протекающим через нагрузочный транзистор. Длительность фронта выключения определяется из решения системы уравнений для токов заряда емкости и нагрузочного транзистора
(9.23)
Приравняв правые части уравнений и выполнив интегрирование, получим выражения для времени выключения
. (9.24)
Для уменьшения tвыкл необходимо увеличивать удельную крутизну нагрузочного транзистора. Быстродействие ключа значительно возрастает при работе нагрузочного транзистора в крутой области ВАХ, так как высокое напряжение на затворе предотвращает закрывание нагрузочного транзистора во время переходного процесса. Ключ реализует логическую функцию инверсии НЕ.