Оmax — /оrain). В Пределах КОТОрОГО 2 страница

Для безусловно устойчивого ус лителя возможно двустороннее ком лексно-сопряженное согласование:

Изрешения этой системы с учетом равенств (3.35), (3.36) находим значения коэффициентов отражения:

В выражениях (j.4u), (о.41) знак «—» перед радикалом означает S, > >0, а знак «+» — В, <Z 0.

Двустороннее комплексно-сопряженное согласование (3.39) достигается выбором структуры и элементов трансформаторов Тр1 и Гр2.

При выборе Гни Гг, согласно (3.39), коэффициент усиления по мощности максимален:

(3.42)

Для условно устойчивого усилителя двустороннее комплексно-сопряженное согласование невозможно, так как входное ZBX или выходное ZHblx сопротивление имеет отрицательную действительную часть и, следовательно, |Г„|>1 ИЛИ |_Гвых|>1.

Однако и в этом случае можно обес-

печить устойчивую работу усилителя, выбрав должным образом внешние пассивные нагрузки усилителя, т. е. величины Г,,и Гн.

Часто применяемый способ обеспечения устойчивой работы условно устойчивого усилителя состоит в том, что с помощью стабилизирующих цепей добиваются безусловной устойчи-

вости эквивалентного четырехполюсника «транзистор—стабилизирующая цепь», а затем для расчета используют соотношения (3.40)—(3.42).

Простейшая стабилизирующая цепь представляет собой резистор, подключенный последовательно (параллельно) к выходным зажимам транзистора. Стабилизирующий резистор компенсирует с некоторым запасом отрицательную действительную часть выходного сопротивления (проводимости) непосредственно на зажимах транзистора во всем частотном диапазоне, благодаря чему эквивалентный четырехполюсник становится безусловно устойчивым. Стабилизирующие резисторы можно подключать и к входным зажимам транзистора, однако при этом увеличивается коэффициент шума усилителя.

В широкополосных СВЧ-усили-телях используются более сложные стабилизирующие цепи — обычно Т-или П-образные четырехполюсники на элементах с сосредоточенными либо распределенными параметрами и с искусственно введенными потерями. Такие стабилизирующие цепи выполняют одновременно функции выравнивания АЧХ усилителя в широкой полосе частот [22, 32].

Рассмотрим шумовые свойства транзисторных МШУ. Шумовые свойства однокаскадного транзисторного СВЧ-усилителя определяются в основном его коэффициентом шума, который в системе параметров рассеяния рассчитывают по формуле

(3.43)

где т,,, т22, т,2tJi шумовые параметры транзистора как четырехполюсника, определяемые в результате измерений.

Параметры тп, т22показывают, во сколько раз спектральная плотность мощности шумовой волны, посылаемой транзистором соответственно во входную и выходную линии переда-

чи, превышает величину kTQ, т. е. спектральную плотность мощности теплового шума согласованной нагрузки при температуре Т0 = 293 К. Параметр т12 = t5i характеризует статистическую связь между шумовыми волнами, посылаемыми транзистором во входную и выходную линии передачи.

Можно показать, что линиями постоянного коэффициента шума на комплексной плоскости Г г являются окружности, центр гк ш и радиус /?к> ш которых соответственно равны:

(3.46)

Коэффициент отражения Гг mln, соответствующий минимальному коэффициенту шума, вычисляют по соотношению

Однако обеспечения значения Km min.как правило, еще недостаточно. Усилитель должен, кроме того, обладать большим усилением, быть устойчивым, согласованным по входу и выходу, иметь заданную полосу пропускания. Эти требования противоречивы и удовлетворить им можно путем оптимизации схем и характеристик усилителей.

Вопросы оптимизации транг торных СВЧ-МШУ в настоящее вр< решают с помощью ЭВМ. Тем не нее накопленный опыт позволяет д ряд рекомендаций по выбору схем тойчивых усилителей, трансфер рующих и согласующих устройс обеспечивающих достаточно широь полосу пропускания 1321. По э-рекомендациям с применением оси ных расчетных соотношений мо быть спроектированы усилители, ; которых требуется лишь неболы] экспериментальная доводка или кс рые можно использовать как пер приближение для последующей оп мизации с помощью ЭВМ. В част сти, точных расчетных формул j определения полосы пропуска! усилителя при произвольных стр турах трансформаторов Тр, и ' (см. рис. 3.16) и любых частотных менениях 5-параметров транзисто] указать нельзя. Однако относите ная полоса пропускания транзист ных усилителей приемных СВЧ-) ройств обычно не превышает 1 15%. В такой полосе S-парамет транзисторов в первом приближен постоянны, что позволяет аппрок мировать входные и выходные соп тивления, соответствующие вели нам Гвх и ГВЬ1Х, с помощью прост ших RC- и RL-mnm и воспользова ся известными соотношениями i расчета полосы пропускания согл но теории согласования комплекса нагрузок с линией передачи. Е< структура трансформаторов Тру и \ уже выбрана на этапе расчета коэф» циента усиления или шума на зад ной рабочей частоте, то всегда в можно численное определение пол< пропускания. Для этого по coothoi нию (3.37) следует рассчитать зави мость Кр от частоты, подставив з чения Гг и Г„, вычисленные по вестной структуре трансформато) Гр, и Тр2 в ряде частотных точ Эти вычисления удобно проводин помощью малых ЭВМ.

Определенное противоречивое т бование обеспечения высокого

чества согласования усилителя по входу и выходу и получения минимального коэффициента шума [реализация _ГГ mi. по (3.47) требует, как правило, значительного рассогласования входа транзистора1 удачно разрешается при использовании балансной схемы усилителя (рис. 3.17). В простейшем виде она содержит два квадратурных направленных ответ-вителя НО, между которыми включены два одиночных транзисторных каскада. Можно показать, что эквивалентная матрица рассеяния всего балансного усилителя имеет вид

где S"j, S'lj — элементы матриц рассеяния усилителей а и Ь.

Из (3.48) видно, что даже если коэффициенты отражения от входа 5,",,

и выхода S?,.,, усилителей велики, но S", да~S\,, « S* , то S,ii« «в О, S221 w 0, т. е. усилитель практически идеально согласован по входу и выходу. Благодаря высокому качеству согласования из отдельных ба-

лансных усилителей легко построить многокаскадный усилитель.

Транзисторные УРЧ являются входными усилительными каскадами радиоприемного устройства и работают в сложной электромагнитной обстановке, поскольку на них могут воздействовать достаточно интенсивные помехи. В этих условиях за счет нелинейности вольт-амперных и вольт-фа-радных характеристик транзисторов в УРЧ возникают нелинейные эффекты, ухудшающие реальную чувствительность приемника.

Методы повышения линейности амплитудных характеристик транзисторных УРЧ и расширения их динамического диапазона подробно рассмотрены в [4, 101. Существенное ослабление нелинейных эффектов в УРЧ достигается за счет использования во входных каскадах мощных (средне-мощных) транзисторов и каскадов, охваченных отрицательной обратной связью (ООС). Практическая реализация первого варианта возможна в диапазоне умеренно высоких частот, а в диапазоне СВЧ она затруднена в связи с необходимостью обеспечения минимального коэффициента шума УРЧ. По этой же причине в УРЧ с ООС (рис. 3.18) в цепях обратной связи используются не резисторы, а реактивные элементы (L и С).

Применение ООС в транзисторных УРЧ для ослабления, например, перекрестных искажений и блокирования сигнала помехой целесообразно при определенной глубине (факторе) обратной связи А, определяемой соотношением

(3.49)

где 5, S(1), S<2) — крутизна транзистора в рабочей точке, ее первая и вторая производные.

В каскадах на биполярных транзисторах (S(J>/S да 40 В"1, S<2>/S «s да 1,6 • 103 В"2) А > 3, а в каскадах на полевых транзисторах (SO/S да да 0,1 В-', S<*>/S да 0,1 В-2) А > > 30.

Коэффициент перекрестных искажений К„еР определяется выражением (1.7).

Действие ООС приводит к снижению коэффициента перекрестных искажений. В данном случае

где Мп, Мс — коэффициенты модуляции помехи и сигнала соответственно; <УП — амплитуда помехи.

Коэффициент блокирования Квл ~ == АК/Ко [см. (1.6)1, характеризующий уменьшение усиления УРЧ под воздействием внеполосной помехи с амплитудой с7п, при введении ООС уменьшается до значения

Для того чтобы цепи ООС существенно не ухудшали коэффициент Кш транзисторного УРЧ, их выполняют на реактивных элементах с малыми потерями, например на высокочастотных трансформаторах (см. рис. 3.18).

В диапазонных транзисторных УРЧ перестройка контуров обычно производится с помощью варикапов, особенности применения которых в избирательных цепях были кратко рассмотрены в § 3.1.

§ 3.3. Регенеративные МШУ диапазона СВЧ

Многие из применяющихся в настоящее время малошумящих усилителей являются регенеративными усилителями, или усилителями с положительной обратной связью, которая сопровождается внесением в сигнальную цепь отрицательной проводимости. Поэтому часто их называют усилителями с отрицательной проводимостью (G_) или усилителями с отрицательным сопротивлением (/?_). С энергетической точки зрения внесение в сигнальную цепь отрицательной проводи-

мости соответствует перекачке в нее энергии от источника питания усилителя, что позволяет обеспечить усиление по мощности.

В зависимости от физической основы создания эффекта отрицательной

проводимости регенеративными могут быть квантовые парамагнитные усилители, параметрические усилители, транзисторные усилители и т. д. Они характеризуются рядом общих свойств, которые рассматриваются далее.

Регенерирующий элемент (РЭ), входящий в состав любого усилителя

с положительной обратной связью, н< сигнальной частоте может быть пред ставлен эквивалентной схемой, пока занной на рис. 3.19, а. При повыше нии уровня внешнего воздействия например мощности накачки в пара метрических усилителях, происходи-уменьшение активного сопротивленш РЭ (рис. 3.19, б) и после компенсацш собственных потерь г, РЭ будет имет! отрицательное входное сопротивле ние. В зависимости от его значения i сигнальной цепи будет наблюдатьс! усиление сигнала, причем если про исходит компенсация вносимых актив ных сопротивлений (нагрузки ш сигналу), то усилитель возбуждается В регенеративных СВЧ-усилите лях регенерирующий элемент обычш

Рис. 3.20

включается в колебательную систему (в простейшем случае одиночный резонансный контур), определенным образом связанную с источником сигнала и нагрузкой. В общем случае эта связь может осуществляться через одну или две пары зажимов. Соответственно различают отражательные и проходные регенеративные усилители. Отражательные усилители для разделения приходящей волны сигнала и усиленной отраженной сигнальной волны предполагают использование невзаимных устройств — фер-ритовых циркуляторов. Упрощенная структурная схема отражательного усилителя с циркулятором (Ц) представлена на рис. 3.20. Коэффициент усиления по мощности этого типа усилителей определяется квадратом модуля коэффициента отражения от резонатора с регенерирующим элементом:

.(3.52)

где Яотр — мощность отраженной волны сигнала; Р,1ад — мощность сигнала от источника; ZBX — входное сопротивление резонатора с регенерирующим элементом; Z0 — волновое сопротивление плеча циркуля-тора.

Эквивалентные схемы отражатель- / ного и проходного усилителей пока- / Залысоответственно на рис. 3.21, а, б. Для эквивалентной схемы отражатель-тельного усилителя характерно то, что в ней присутствует лишь одно вносимое сопротивление R0 = Rr — = RH. Это объясняется тем, что резонатор подключается к одному плечу циркулятора и сопротивления генератора и нагрузки, вносимые в контур, оказываются физически совмещенными.

Для оценки практического использования двух рассматриваемых схем регенеративных усилителей проанализируем их основные характеристики — усилительные, полосовые и шумовые.

Коэффициент усиления по мощности проходного усилителя определяется выражением

Кр = Р„/Рг.П0м-

Здесь Рн = EIRJ\Z\2 — мощность сигнала, выделяемая в нагрузке усилителя; Z = Rr + RH + rs — /?_ + + jX — полное сопротивление сигнального контура в месте включения регенерирующего элемента; РГ.Н01Л — номинальная мощность источника сигнала, причем Рг.ном = E$/4Rr. Отсюда следует, что

(3.53)

При резонансе выражение (3.53) переходит в

(3.54)

Вводя коэффициент регенерации, определяемый отношением вносимого отрицательного сопротивления к пол- I

ному активному сопротивлению нагруженного контура:

y^R-/(Rr+R» + rs),(3.55)

получим

(3.56)

Если резонансная система усилителя представляет собой одиночный колебательный контур, для которого вблизи резонансной частоты обобщенная расстройка £ = 2BQ, где 6 —

= 2Лсо/со0, a Q ^ (/?|, ' ^ ^ ~

нагруженная добротность сигнального контура, то относительная полоса пропускания по уровню половинной мощности будет определяться выражением

2pV5= (!-?)/(3.57)

Поскольку рассматриваемый усилитель охвачен положительной обратной связью, оценим площадь его усиления \гКр~0 200,5.Из (3.56) и (3.57) получаем

Проводя аналогично анализ отражательного усилителя, можно показать, что для него

Сравнение выражений (3.59) и (3.60) показывает, что отражательные усилители при прочих равных условиях характеризуются большей широ-кополосностью и, следовательно, в этом отношении имеют преимущества по сравнению с проходными.

Подчеркнем, что одним из основных недостатков всех регенеративных усилителей является их относительная узкополосность, вытекающая из соотношений (3.59), (3.60).

Действительно,' поскольку | Kro X X 2р0 5 — величина постоянная, с

ростом коэффициента усиления пол са пропускания усилителей сужае ся. На практике при усилении КР0 — 134-20 дБ относительная поло пропускания регенеративных усил телей обычно составляет единицы пр центов. Для расширения полосы пр пускания регенеративных усилител! используют специальные коррект рующие цепи или более сложные рез нансные системы, которые позволя! расширить полосу пропускания 30—40% от несущей.

Проанализируем шумовые сво ства регенеративных усилителей. Пр мем в первом приближении, чтооснс ным источником внутренних шум являются тепловые шумы сопроти ления потерь rs регенерирующе элемента. Такое приближение в бол шей степени справедливо для пар метрических и квантовых парамапп ных усилителей, в которых дробов шумы практически отсутствуют.

Используя введенное в § 2.5 onf деление дифференциального коз фициента шума (2.34), запишем егс виде

(3.6

При стандартной температу (300 К) источника сигнала

Для проходного регенеративнс усилителя имеем

где Ts — температура сопротивлен потерь л, регенерирующего элемен' К; Тн — эквивалентная шумов температура сопротивления нагруз] К.

Подставляя последние выражени и (3.54) в (3.61), получаем

Учитывая связь коэффициента шума Кш с эквивалентной шумовой температурой Тт (2.35), запишем

Гш.Прох = г. TjRr + RH TjRr. (3.63)

Из (3.62), (3.63) следует, что в проходном усилителе шумы нагрузки регенерируются равноправно с шумами сопротивления потерь и ухудшают шумовые характеристики усилителя, причем значение Т„ зависит от типа следующего за регенеративным усилителем каскада. Если это диодный смеситель, то значение Т„ может достигать (3-МО) • 103 К, что существенно ухудшает параметры Кш и Тш усилителя. Для уменьшения вклада шумов нагрузки и повышения устойчивости проходного усилителя между ним и нагрузкой часто включают вентиль, находящийся при температуре Т0. Тогда

Тш.про* = ra TjRr 4- R„ TjRr. (3.64)

Для отражательного усилителя при аналогичных условиях имеем:

Если коэффициент регенерации V-> 1 и R0 = Rr, получаем

(3.66)

Сравнение выражений (3.66), (3.64) показывает, что отражательные усилители имеют более низкие собственные шумы и в большей мере при-

годны для осуществления малошумя-щего усиления сигналов. Учитывая, сказанное ранее относительно широкополосное™ отражательных и проходных усилителей, можно сделать вывод о предпочтительном использовании в приемных устройствах усилителей отражательного типа.

§ 3.4. Полупроводниковые параметрические усилители

Параметрическим усилителем (ПУ) называется устройство, содержащее колебательный контур, в котором под воздействием внешнего источника (генератора накачки) изменяется энергоемкий параметр (емкость или индуктивность) и за счет соответствующей организации колебательной системы осуществляется усиление сигнала.

Различают полупроводниковые, ферритовые и электроннолучевые ПУ. Полупроводниковые параметрические усилители (ППУ) в силу ряда положительных свойств (небольшая требуемая мощность генератора накачки, возможность микроминиатюризации и т. д.) получили наибольшее практическое применение. Основным элементом ППУ является параметрический диод (ПД), представляющий собой обратно смещенный р-п-переход, включенный соответствующим образом в колебательную систему, на который подается постоянное напряжение смещения — UCM и напряжение от генератора накачки, создающее модуляцию емкости ПД. Эквивалентная схема ПД и его вольт-фарадная характеристика приведены на рис. 3.22, б, в. Зависимость емкости

диода от приложенного напряжения смещения описывается выражением

(3.67)

где фк — контактная разность потенциалов; п — параметр, характеризующий нелинейные свойства емкости ПД (для сварных диодов п — = 1/2, для диффузионных диодов п = 1/3).

Элементы С„, L,, эквивалентной схемы характерны для дискретных приборов и могут быть в определенной степени скомпенсированы соответствующим выбором параметров резонансной системы параметрического усилителя. При гибридно-интегральном исполнении ППУ и применении бескорпусных ПД элементы С„ и L„ можно не учитывать и, поскольку

обычно flo6p : j7 > ^ эквива"лентную схему ПД удобно представить в виде, показанном на рис. 3.22, в.

Если на обратно смещенный р-п-переход ПД подается напряжение накачки, то изменение емкости диода можно описать выражением

С (t) — Со+С, coscoH t+C2cos 2(о„ ... = С„ (1+ Ж, cos (он t + + /И.,cos 2(o„t + ...),

где Mt = Ci/C0, М2 = С2/С0 — глубины модуляции емкости ПД по соответствующим гармоникам частоты накачки.

Очевидно, глубина модуляции емкости зависит от напряжения накачки и может быть определена из конкретного вида зависимости (3.67), причем чем больше глубина модуляции, тем большее отрицательное сопротивление вносится в схему.

Вследствие нелинейной зависимости емкости ПД от приложенного напряжения в ней могут возникать токи различных комбинационных частот 7т,л = mf„ + nfc, где т, п — целые числа, изменяющиеся от —оодо + оо.

Если емкость не имеет потерь, то распределение мощностей по комбина-

ционным частотам определяется cooi ношением Мэнли—Роу:

(3.68

где Рт, п — мощность на часто!

/ m, л •

Анализ равенств (3.68) позволяв сделать ряд выводов о свойствах т раметрических схем. Так, например в случае, когда нелинейная емкост связывает колебательные цепи, hj строенные на частоты /с, /н и /,л = = /с + /н ~ /+. из (3.68) получае

PJU+ />+//+ - о, pjfc + p+/f+ = о.

(3.6$

Пусть в нелинейную емкость мои ность поступает на частотах /с Д.. Тогда, как следует из (3.69), ot выделяется на частоте /+, приче при Рг — 0 и Р+ - 0, т. е. систе\ оказывается нерегенеративной. Пр этом максимальный коэффициент yci ления

KP=P+/Pc-f+/fc-

(3.7

Параметрические усилители так го типа называются стабильными п вышающими преобразователями. V применение ограничивается тем, ч' при усилении сигналов диапазо! СВЧ трудно на основании (3.70) д биться достаточно больших коэфф циентов усиления.

Рассмотрим пример, когда чер нелинейную емкость связываются к лебательные цепи, настроенные i частоты /с, /н и /,,_, = /„ — /с / В соответствии с (3.68) имеем

pjfn+/>_//_ - о, pjfc - P-if. = о

(3.7

или

Pjfc = />_//_, PjfH = -/>_//_ =

- -Pjfc-

Отсюда следует, что, поскольку цепи частот /с и /_ с точки зрения параметрического взаимодействия энергетически эквивалентны, мощность генератора накачки перекачивается в обе эти цепи или, иначе говоря, отрицательное сопротивление вносится как на частоте /с, так и на частоте Следовательно, параметрический усилитель такого типа является регенеративным и в принципе может обеспечивать сколь угодно большое усиление.

В зависимости от соотношения частот /си f_ = Д, — /с резонансы могут быть либо в различных колебательных системах, либо, если Д_ да да /с, — в одной колебательной системе. В первом случае параметрический усилитель называют двухконтур-ным, во втором — одноконтурным.

Как отмечалось в § 3.3, регенеративные усилители могут выполняться по двум схемам — «на проход» и «на отражение». Последние при прочих равных условиях позволяют получить большее произведение усиления на полосу пропускания при меньшем коэффициенте шума, что определяет целесообразность их практического использования.

Наибольшее распространение в настоящее время получили двухконтур-ные ППУ отражательного типа, поскольку они в отличие от одноконтур-

ных ППУ не требуют жесткой фази-ровки частот сигнала и накачки и позволяют реализовать низкие шумовые температуры в сочетании с хорошей широкополосностью. Типовая функциональная схема двухконтур-ного ППУ с циркулятором показана на рис. 3.23. Напряжение сигнала поступает на ППУ через циркулятор 1 из антенно-фидерного тракта, а усиленный сигнал направляется циркулятором в последующие усилительно-преобразовательные каскады приемника. Согласованная нагрузка включается в четвертое плечо циркуля-тора и позволяет повысить стабильность усиления ППУ по сравнению со случаем использования в нем трех-плечего циркулятора. Резонансная система двухконтурного ППУ состоит из цепей сигнальной /с, разностной /_ частот и частоты накачки /н, а также органов их регулирования. В тракт сигнальной частоты включают высокочастотный трансформатор 2, обеспечивающий требуемую связь сигнального резонатора 3, который имеет элемент подстройки 4, с входным плечом циркулятора. В эту же цепь часто включают фильтр нижних частот 5, предотвращающий прохождение в сигнальный тракт частот /„, /_ и одновременно устраняющий влияние регулировок сигнального контура на остальные цепи. Резонанс на разностной частоте осуществляется либо за счет реактивных составляющих ПД, либо контуром 7 с регулировкой 8. Параметрический диод является элементом связи между контурами сигнальной и разностной частот. Рабочая точка ПД задается внешним источником постоянного напряжения 6, который в месте подключения ПД закорачивается по высокой частоте блокировочным конденсатором Сол-Тракт накачки ППУ в общем случае состоит из генератора накачки 15, ферритового вентиля 14, развязывающего Цепи настройки от генератора, аттенюатора 13, с помощью которого изменяют мощность накачки на ПД, а также цепей настройки и согласования. В эти цепи входят фильтр

верхних частот (или полосовой фильтр) 9, высокочастотный трансформатор 12 и резонансная система 10 с соответствующей настройкой 11.

В конкретных схемах и конструкциях ППУ могут отсутствовать отдельные элементы подстроек и регулировок усилителя. Так, например, в гибридно-интегральных ППУ практически не применяются внешние механические регулировки, тракт накачки включает лишь генератор на диоде Ганна или лавинно-пролетном диоде, полосовой фильтр и трансформирующие цепи, обеспечивающие получение на ПД требуемого уровня мощности накачки. Топологическая схема и конструкция одного из вариантов гибридно-интегрального ППУ показаны на рис. 3.24. Усилитель работает в диапазоне частот 2,2—2,3 ГГц и при усилении Кр 20 дБ имеет шумовую температуру Тш 190 К.