Uc-Uc cos ((ocf-t-<jp0). 3 страница

Каждая из шумовых составляющих напряжения гетеродина подается на диоды в фазе с его основным колебанием. Поэтому шумовые составляющие токов ПЧ, создаваемые за счет преобразования соответствующей шумовой компоненты гетеродина для диодов Д1 и Дг, равны:

final = Urn cos шп t — 'пш2-

Эти шумовые компоненты синфаз-ны и протекают по первичной обмотке выходного трансформатора в разных направлениях, не создавая суммарного магнитного поля. Таким образом, шумы гетеродина не проходят через БПЧ. Точно так же не проходит через БПЧ любая амплитудная модуляция напряжения гетеродина.

Если входы сигнального и гетеродинного напряжений поменять местами (рис. 5.26, б), то фазовые соотношения токов промежуточной частоты не изменяются и схема будет обладать всеми свойствами балансного преобразователя частоты.

Разнополярное включение диодов Дх и Д0 позволяет осуществить однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, в). При этом фазовые соотношения токов промежуточной частоты сохраняются такими же, как в схемах рис. 5.26, а, б. Противофазные составляющие токов промежуточной частоты диодов Д1 и Д2, созданные преобразованием сигнала, проходят через первичную обмотку выходного трансформатора в одном направлении, создавая суммарное магнитное поле. Синфазные составляющие шумов гетеродина на промежуточной частоте проходят через первичную обмотку

выходного трансформатора в про воположных направлениях и вза1 но компенсируются. Здесь также мс но поменять местами входы сигна, ного и гетеродинного напряжений В схеме БПЧ, изображенной рис. 5.26, г, нужные фазовые соот шения токов ПЧ создаются сдвигг фаз гетеродинного и сигнального пряжений на угол я/2. При этом

ucl = t7ccos((ocr-fn/2),

«с2=^с coscoc/,

uti = UT cos (ог /,

uri = Ur cos (torf+ я/2).

Токи сигнала на промежуточ! частоте записываются в виде

i'nci = 5П t/0 cos (°>п t—я/2), 'пег= 5„ Ue cos (соп f-f я/2).

Эти токи противофазны. При \ нополярном включении диодов i создают суммарное магнитное пол обмотке выходного трансформатс Токи шумов гетеродина на проме. точной частоте

«пш1 = 5п C0S <°п t = 'пш-j

Эти токи синфазны и равны, этому они не вызывают появления пряжения на нагрузке БПЧ, так как и в любой из рассмотренных с;

Точная балансировка БПЧ nj тически невозможна, так как тре( одновременного выполнения о' многих условий, что нереальн К этим условиям относятся: то« уравнивание мощностей сигнала диодах (мощности гетеродинного лебания также должны быть бли ми); наличие одинаковых входных противлении каждого из однотакт преобразователей частоты, входя в БПЧ (они зависят от свойств дио нагрузки на ПЧ, мощности гетер на); наличие одинаковых коэффиц тов передачи каждого из преобраз телей частоты; наличие одинакс выходных сопротивлений и сопро лений нагрузки по промежуто' частоте.

Наилучшим образом эти требования выполняются, если в БИЧ используются мостовые СВЧ-схемы, обычно четырехплечие мосты (двойной Т-образный, щелевой, шлейфовый, кольцевой). К двум плечам моста подводятся колебания сигнала и гетеродина, а в два других включаются преобразовательные элементы. При использовании мостовых СВЧ-схем резко ослабляются требования к идентичности параметров диодов, так как они находятся в развязанных относительно друг друга плечах моста и мощности сигнала и гетеродина, отраженные от одного из них, не попадают на другой.

На всех схемах рис. 5.26 nlt п3 — коэффициенты трансформации входного и выходного трансформаторов, позволяющих выполнить согласование БПЧ с СВЧ-трактом и с входом усилителя промежуточной частоты; л2 — коэффициент трансформации трансформатора, позволяющего получить оптимальную мощность (амплитуду) гетеродинного колебания на диодах Д,, Д2.

Общая мощность Рг, потребляемая БПЧ, в 2 раза больше по сравнению с мощностью, потребляемой одно-тактным преобразователем частоты, однако при использовании мостовых схем связь гетеродина с БПЧ может быть значительно сильнее (развязка цепей сигнала и гетеродина), поэтому мощность, генерируемая гетеродином, может быть значительно меньше, чем в однотактных схемах.

На каждый из диодов БПЧ попадает лишь половина мощности сигнала. Однако мощности сигнала на промежуточной частоте, создаваемые отдельными диодами, суммируются. Поэтому коэффициент преобразования БПЧ такой же, как в однотактной схеме. Собственные шумовые свойства БПЧ (исключая шумы гетеродина) такие же, как у однотактных преобразователей частоты. Степень подавления шумов гетеродина в реальных БПЧ имеет порядок 15—30 дБ, а общее снижение коэффициента шума приемника за счет применения БПЧ

2—5 дБ на волнах длиной К — 1-т--S-3 см и 5—15 дБ на волнах миллиметрового диапазона.

Особенно эффективно применение БПЧ при низких промежуточных частотах. В этих случаях БПЧ используют и в диапазоне волн X = == 10ч- 12 см, чего обычно не делают при «нормальном» значении промежуточной частоты (20—30 МГц).

Дальнейшее улучшение параметров диодных преобразователей частоты достигается в схемах двубалансных преобразователей частоты (ДБПЧ), в которых реализуется баланс как по входному, так и по гетеродинному сигналу.

Перечислим преимущества ДБПЧ: меньшая плотность гармоник входных сигналов и комбинационных частот в выходном спектре; более широкий динамический диапазон входных сигналов и большая максимально допустимая мощность; менее жесткие требования к напряжению пробоя диодов; повышенная ширина полосы пропускания; существенное снижение требований к фильтрам благодаря развязке между всеми парами полюсов (сигнала, гетеродина и сигнала промежуточной частоты).

К недостаткам ДБПЧ относятся: увеличение числа диодов и, следовательно, возрастание требуемой мощности гетеродина; повышенная конструктивная сложность (наличие сложных гибридных соединений, неудобное расположение диодов).

В схемах ДБПЧ, как правило, применяют четыре диода (для расширения динамического диапазона число диодов увеличивают до 8 и даже до 16), соединенных в виде диодного кольцевого моста либо «звезды». Преимуществом схемы «звезда» перед кольцевой является наличие центрального узла соединения четырех диодов, к которому непосредственно подключается либо цепь входного сигнала, либо цепь промежуточной частоты.

Пример ДБПЧ по схеме «звезда» приведен на рис. 5.27. Точка соединения всех диодов подключена непо-

средственно к входной микрополо-сковой линии, что расширяет диапазон рабочих частот входного сигнала. Для улучшения согласования по входу в схеме предусмотрены простейшие фильтры верхних частот, каждый из которых состоит из последовательно соединенных конденсатора и резистора сопротивлением 100 Ом. Подача напряжения гетеродина и съем напряжения промежуточной частоты производится через трансформаторы Tpt и Тр2, которые в дециметровом диапазоне волн могут быть выполнены на миниатюрных ферритовых кольцах, а в сантиметровом — на балансных линиях передачи (щелевой, ленточной и т.д.) или на сложных гибридных соединениях, реализованных на комбинации различных типов линий передачи (микрополосковой и щелевой, копланарной и щелевой, микрополосковой и ленточной).

В качестве примера на рис. 5.28 приведена схема ДБПЧ на щелевых линиях передачи. Эквивалентной схемой такого смесителя является схема рис. 5.29 на трансформаторах, из которой непосредственно следует, что развязка полюсов сигнал — гетеродин достигается здесь за счет идентичности диодов в кольцевом мосте. Другая практическая схема ДБПЧ приведена на рис. 5.30, а. В этом смесителе применены сим\к мрирующие трансформаторы, выполненные в виде широкополосных переходов от микро-полосковых (/, 2) к ленточным (3,4) линиям передачи. Смесительные диоды в виде диодной микросборки размещены в отверстии подложки (рис. 5.30, б). Эквивалентная схема такого ДБПЧ также соответствует рис. 5.29.

По коэффициенту шума и потерям преобразования ДБПЧ примерно соответствуют БПЧ. Отдельно следует сказать о реализации ДБПЧ и БПЧ в миллиметровом диапазоне волн. Здесь вследствие значительного излучения в открытых линиях передачи (микрополосковой, щелевой и др.) необходимо применять их экранирование, либо переходить к различным волноводным

конструкциям. В коротковолновое части миллиметрового диапазона элементы волноводных конструкций по лучаются весьма миниатюрными (до ли миллиметра), а их изготовление требует прецизионной технологии В связи с этим для повышения техно логичности современные конструк ции преобразователей частоты дл? миллиметрового диапазона волн про ектируют на основе сочетания тонко

пленочных и волноводных узлов. На рис. 5.31 приведена конструкция смесителя, используемого на частотах 100—150 ГГц. На тонкой диэлектрической подложке / (кварц, полиимид-ная пленка) размещены смесительные диоды 2. Подложка установлена так, что смесительные диоды располагаются по центру поперечного сечения сигнального волновода 3 и включены между его широкими стенками. Мощность гетеродина подводится к диодам по волноводу 4, далее — через зонд связи 5 и отрезок микрополосковой линии 6. Сигнал промежуточной частоты выводится через микрополо-сковый ФНЧ 7. Для настройки смесителя предусмотрены короткозамыкаю-щие поршни 8 и 9. Благодаря ортогональному расположению волноводов улучшена развязка сигнального и гетеродинного трактов. Смесительные диоды включены в сигнальный тракт

последовательно, а по отношению к гетеродину — встречно-параллельно. Поэтому сигнальные токи промежуточной частоты, протекающие через диоды, складываются в нагрузке, а токи преобразованных шумов гетеродина взаимно вычитаются.

§ 5.6. Гетеродины

Гетеродин является генератором высокой частоты и представляет собой обычно маломощный автогенератор. Теория, схемотехника и методы расчета различных автогенераторов излагаются в курсе радиопередающих устройств. Отметим, что в современных многоканальных приемниках (например, в приемных АФАР, в приемниках многоканальных РЛС) мощность общего для всех каналов гетеродина может достигать сотен милливатт и даже десятков ватт.

В зависимости от диапазона принимаемых частот, назначения приемника, его функциональной схемы и конструктивно-технологического исполнения применяют гетеродины на транзисторах, интегральных микросхемах, диодах Ганна и лавинно-про-летных диодах, лампах бегущей и обратной волн, клистронах, оптических квантовых генераторах.

В качестве резонансных систем в автогенераторах используют контуры с сосредоточенными элементами, кварцевые резонаторы и резонаторы на ПАВ, резонаторы на отрезках различных линий передачи СВЧ (коаксиальные, мнкрополосковые, щелевые н Др), объемные и открытые ре-

зонаторы, миниатюрные диэлектрические резонаторы и резонаторы на ЖИГ (железоиттриевый гранат).

Гетеродины для приемных устройств должны иметь относительную частотную нестабильность не хуже Д///0 = 10~3-=-10-4. Применение кварцевых резонаторов позволяет получить долговременную нестабильность частоты Д///0 = Ю-5 -f- 10~в, двойное термостатирование кварцевых генераторов дает уменьшение нестабильности до Ю-9. Для получения высокостабильных колебаний в диапазоне СВЧ применяют многократное умножение частоты стабильного кварцевого генератора (так называемые транзисторно-варакторные умножитель-ные цепочки), а также различные системы стабилизации частоты по эталонным высокодобротным резонаторам СВЧ.

Плавная перестройка частоты гетеродинов осуществляется переменными конденсаторами, варикапами (варакторами), напряжением питания, изменяющимся в небольших пределах (клистроны, диоды Ганна), магнитным полем путем изменения тока в катушках (генераторы на ЖИГ). Дискретная перестройка частоты необходима для сокращения времени перестройки по диапазону и реализуется разными способами. Часто используют коммутируемый электронными или электромеханическими ключами набор конденсаторов, подключаемых к контуру автогенератора, а при повышенных требованиях к стабильности частоты — синтезаторы частоты.

Широко применяют декадные синтезаторы частот с дискретным частот-

ным интервалом (для связных приемников) 100, 10 и 1 Гц. При построении декадных синтезаторов частоты сетка частот формируется из колебаний опорного кварцевого генератора и все частоты имеют долговременную нестабильность не хуже нестабильности частоты опорного генератора. Наиболее широко распространены синтезаторы на основе системы ФАПЧ с переменным делителем частоты, а также синтезаторы, построенные по методу суммирования импульсных последовательностей. Достоинством первых является широкодиапазонность и гармоническая форма выходных колебаний, вторых — возможность получения любого мелкого шага сетки частот и высокая скорость перестройки частоты. Упрощенная схема декадного синтезатора частоты на основе системы ФАПЧ с переменным делителем частоты приведена на рис. 5.32.Синтезатор содержит опорный кварцевый генератор (ОГ) с частотой /0 = = 5 МГц, набор делителей частоты (два из них имеют переменные коэффициенты деления т и п) и три перестраиваемых генератора rifГ2, Г3, каждый из которых охвачен петлей ФАПЧ.

Система ФАПЧ генератора Г, содержит делитель частоты с переменным коэффициентом деления т, фазовый детектор ФДХ и фильтр нижних частот ФНЧ,. Аналогично построена и система ФАПЧ генератора Г2. Как видно из рис. 5.32, генераторы Гх и Г2 под действием систем ФАПЧ имеют стабилизированные частоты т-1 кГц и л -100 кГц соответственно. В систему ФАПЧ генератора Г3 входят

смеситель См, полосовой фильтр ПФ, ФДз и ФНЧ,. Напряжение с выхода смесителя См с частотой, равной разности частот генераторов Г3 и Г2, подается через ПФ на один из входов ФДз, к другому входу которого подводится напряжение с частотой т-100 Гц, полученное из колебаний генератора Г, путем деления частоты. Регулирование частоты генератора Г3 происходит до тех пор, пока частота напряжения на выходе смесителя См не достигнет значения т-100 Гц. Таким образом, генератор Г3 выдает колебания со стабилизированной частотой (га• 100 кГц + т-100 Гц) и частотным интервалом 100 Гц. Для изменения коэффициента деления тип предусматривают несколько ручек управления, причем для удобства настройки каждая декада частоты устанавливается отдельной ручкой.

Принцип работы синтезатора частоты на основе суммирования импульсных последовательностей состоит в следующем. Из колебаний опорного генератора с частотой /0 формируется исходная импульсная последовательность, из которой с помощью набора делителей частоты и селекторов импульсов образуется ряд вспомогательных импульсных последовательностей, суммируемых на элементе ИЛИ. Если, например, использованы декадные делители частоты, то на выходе элемента ИЛИ получается результирующая импульсная последовательноть со средней частотой /ср == (Лх/10 + Л2/102 + ...+

+лл/10*)/0; где щ = 1-f 9-число импульсов, выбираемых i-м селектором из каждых 10 импульсов, поступающих с выхода i'-го делителя частоты. Изменяя по заданной программе значения nt в селекторах, можно с высокой скоростью перестраивать среднюю частоту. Для снижения уровня побочных спектральных составляющих частоту обычно делят в /V раз. При этом максимальный уровень побочных спектральных составляющих также снижается примерно в раз, но во столько же раз сужается и диапазон перестройки частоты.

Современные синтезаторы частоты, как правило, построены на цифровых микросхемах и оперируют потоками прямоугольных импульсов. Многократное деление частоты импульсов, высокая крутизна их фронтов приводят к тому, что при работе синтезатора частоты создается широкий спектр помех в радиодиапазоне. При этом возникает проблема электромагнитной совместимости (ЭМС) синтезатора частоты со «своим» приемником и другими радиосредствами.

Необходимо принять следующие меры для улучшения ЭМС синтезатора частоты: выбор такой опорной частоты, при которой ее гармоники не попадают в диапазон рабочих частот; тщательное экранирование синтезатора частоты; снижение числа корпусов микросхем, уменьшение размеров печатных проводников, применение маломощных микросхем и др. Для улучшения ЭМС предпочтительнее использование синтезаторов частоты с гармонической формой выходных колебаний.

Отметим особенности гетеродинов для приемников на интегральных микросхемах. Для приемников на ИМС гетеродины строят с использованием LC-контуров, совместимых конструктивно и технологически с ИМС (например, микроминиатюрные сердечники, пленочные катушки индуктивности). Если допустима относительная нестабильность частоты порядка 10~2 — 10~3 и позволяет частотный диапазон, то применяют различные /?С-генераторы синусоидальных, а также прямоугольных колебаний (например, мультивибраторы).

При повышенных требованиях к стабильности частоты используют интегральные кварцевые генераторы (ИКГ). Часто в ИКГ на пьезоэлемен-те как на подложке размещают пленочные резисторы и навесные транзисторы, при этом пьезоэлемент является пьезотрансформатором, так что не требуются дополнительные конденсаторы и катушки индуктивности (рис. 5.33). Параметры ИКГ практически достигли уровня параметров обыч-

нчх кзар-.евых генераторов. Кварцевые генераторы могут быть выполнены также на ПАВ, возбуждаемых на кварцевой подложке, при этом резонатор на ПАВ включается в цепь ОС усилителя (рис. 5.34). Генерация в И КГ на ПАВ возможна до частот 1—2 ГГц.

Устройства на ПАВ позволяют строить простые и компактные синтезаторы частоты (рис. 5.35). Спектр периодической последовательности радиоимпульсов на выходе генератора импульсов ГИ содержит, как известно, значительное число составляющих с частотами / ± nF, где F —частота повторения импульсов. Каждый из полосовых фильтров ПФ на ПАВ пропускает на вход коммутатора напряжение только одной частоты. Широкому распространению таких синтезаторов частоты ранее препятствовали большие габариты ПФ, технологические трудности их изготовления, высокая стоимость. Создание полосовых фильтров на ПАВ практически устранило эти недостатки. Так, например, 20 фильтров на ПАВ вместе с коммутатором могут быть размещены на пьезоподложке размером 25 х 15 мм.

В коротковолновой части миллиметрового диапазона стабильность частоты гетеродинов недостаточна из-за сравнительно невысокой добротности объемных резонаторов. Выход из положения найден с помощью открытых резонаторов, добротность которых может достигать 100000 — — 300000. На рис. 5.36 показана конструкция гетеродина на открытом резонаторе, выполненном на сферическом / и плоском 2 зеркалах. Диод 3 установлен на держателе 4, который может перемещаться путем изменения толщины прокладки 5. С диодом 3 связана гибкая лента 6, которая выполняет роль антенны, возбуждающей резонатор; кроме того, по ленте к диоду подводится напряжение питания. Зеркала / и 2 укреплены в инваровых стойках 7. Вывод энергии осуществляется через отверстие связи 8 в зеркале I и вращающееся полноводное сочленение 9, позво-

ляющее изменять степень связи рузки с генератором. В настоя время такие гетеродины работо собны в диапазоне частот U 200 ГГи.

ГЛАВА 6

ИНТЕГРАЛЬНЫЕ ПРИЕМНЫЕ СВЧ-МОДУЛИ

§ 6.1. Параметры

и характеристики СВЧ-модулей

Приемным модулем называется конструктивно и функционально законченный блок, выполняющий функции усиления, преобразования частоты, фильтрации, обработки сигналов.

Интегральный приемный СВЧ-мо-дуль — многофункциональное радиоэлектронное изделие диапазона СВЧ, имеющее законченное конструктивное и схемное выполнение, состоящее из нескольких интегральных функциональных узловСВЧ (усилителя,фильтра, смесителя и т.д.).

Опыт работы с отдельными одно-функциональными интегральными устройствами СВЧ показывает, что их применение не позволяет существенно снизить габариты и массу радиоприемного устройства в целом, а также повысить его надежность из-за наличия большого количества разъемных соединений. Значительное снижение объемно-массовых характеристик СВЧ-радиоаппаратуры и повышение ее надежности достигаются применением только многофункциональных СВЧ-модулей.

Многофункциональные СВЧ-мо-дули можно подразделить на приемные, приемопередающие и передающие. В данной главе рассмотрены особенности построения приемных модулей, а также приемной части приемопередающих модулей с учетом специфики ее совместной работы с передающей частью модуля.

Приемные модули обычно выполняют три основные функции: частотную селекцию, усиление и преобразование частоты сигнала. Поэтому интегральные приемные СВЧ-модули имеют в основном те же показатели качества, что и линейная часть приемника: рабочий диапазон частот, коэффициент усиления по мощности и его неравномерность, полосу пропускания,

коэффициент шума, динамический диапазон, избирательность по побочным каналам приема и др. В частности, динамический диапазон характеризуется отношением максимальной мощности входного сигнала, при которой нелинейные искажения по заданному критерию не превышают допустимых значений, к минимальной мощности, равной чувствительности СВЧ-моду-ля. Наиболее распространенной оценкой максимальной мощности для приемных СВЧ-модулей является верхняя граница линейности амплитудной характеристики, определяемая значением мощности сигнала на входе модуля, при которой его коэффициент усиления изменяется не более чем на 1 дБ относительно усиления в линейном режиме. Обычно эту мощность выражают в дБмВт, т. е. в децибелах относительно уровня 1 мВт. Для современных приемных СВЧ-модулей верхняя граница линейности амплитудной характеристики не менее — (0—40) дБмВт, т. е. не менее Ю-3— Ю-7 Вт.

Кроме параметров, общих с линейной частью приемника, интегральные приемные СВЧ-модули характеризуются рядом специфических электрических параметров. Основными из них являются:

1. Коэффициенты стоячей волны по напряжению (КСВН) входа и выхода, нагрузки и источника сигнала. Они определяют качество согласования модуля в СВЧ-тракте и допустимые уровни рассогласования сопротивления реальной нагрузки и сопротивления источника сигнала, при которых параметры модуля не выходят за установленные пределы в задан-ных условиях эксплуатации. Обычно КСВН <. 1,54-2,5.

2. Неидентичность фазочастот-ных и амплитудно-частотных характеристик, коэффициент усиления (передачи) по каждому каналу, расстройка между каналами. Это пара-

Метры многоканальных СВЧ-модулей, а также СВЧ-модулей, предназначенных для работы в составе многоканальных радиосистем, например в активных фазированных антенных решетках (АФАР). В зависимости от назначения радиосистем требования к этим параметрам отличаются, однако неидентичность амплитудно-частотных характеристик, как правило, не должна превышать 1—3 дБ, а неидентичность фазочастотных характеристик 1—5°.

3. Время восстановления после воздействия импульсной мощности СВЧ. Данный параметр характеризует работу СВЧ-модуля в составе импульсной РЛС и обусловлен перегрузкой входных устройств приемного модуля. Например, если в состав модуля входит параметрический усилитель, то при воздействии импульсной мощности СВЧ порядка 1 мВт и выше он входит в глубокое насыщение и лишь постепенно выходит на рабочий режим по окончании импульса.

Кроме того, устройства защиты модуля — газовые разрядники, выключатели на р-*-л-диодах и др. — также имеют определенное время восстановления. В зависимости от параметров конкретной РЛС допустимое время восстановления может составлять единицы-сотни микросекунд и даже менее. В любом случае оно должно быть минимально возможным.

4. Время готовности. Этот параметр определяется главным образом быстродействием вспомогательных устройств, встроенных в модуль, например устройств термоподогрева (термоохлаждения) и термостабилизации, устройств управления и контроля. Время готовности также должно быть минимально возможным.

5. Радиогерметичность. Этот параметр характеризует качество экранирования СВЧ-модуля и в значительной степени определяет ЭМС модуля сдругими радиосредствами.

Помимо перечисленных электрических параметров СВЧ-модули характеризуются параметрами режима эксплуатации, в частности напряже-

нием источника питания и его допу стимой нестабильностью, допустимо* входной мощностью или мощностьк выгорания, диапазоном температур \ механических воздействий. Наконец СВЧ-модуль должен быть прост пс конструкции, иметь малые габариты массу и стоимость.

§ 6.2. Принципы построения и функциональные схемы СВЧ-модулей

Современные приемные СВЧ-мо дули построены, как правило, по су пергетеродинной схеме с однократньн преобразованием частоты. Однако дл5 ряда применений, где не предъявляет ся высоких требований к чувстви тельности и избирательности модул! (контроль радиооблучения, опознава ние, анализ электромагнитной обета новки для решения задач ЭМС и др.) модули выполняют по схеме приемни ка прямого усиления.

В зависимости от назначения ра диосистемы, диапазона частот, коли чества выполняемых функций прием ные СВЧ-модули имеют различны функциональные схемы. Рассмотри! некоторые из них.

На рис. 6.1, а приведена функцио нальная схема приемного СВЧ-моду ля многоцелевого назначения, в сс став которого входят приемная ан тенна (вибратор, рупор, щель и т.д.) СВЧ-фильтр, устройство защиты (or раничитель, выключатель), MIIIJ (параметрический, транзисторный) смеситель (диодный, транзисторный]

УПЧ. Такой модуль выполняет функции линейной части приемного тракта многоканальной РЛС, связной радиостанции, станции радиорелейной линии связи и др.

Функциональные схемы приемных СВЧ-модулей, в состав которых входит параметрический усилитель (ПУ), могут иметь особенности, обусловленные построением генератора накачки и гетеродина. Например, в целях повышения экономичности, снижения габаритов и массы колебания гетеродина и генератора накачки формируют от одного общего генератора (рис. 6.1,б).

Для обеспечения требуемых показателей качества приемного модуля необходимо, чтобы отдельные его узлы имели определенные значения коэффициентов усиления и шума, динамического диапазона, полос пропускания. Не останавливаясь здесь на рекомендациях относительно распределения усиления по узлам, расчета полос пропускания, которые подробно излагаются в пособиях по проектированию радиоприемных устройств [31 ],покажем, как можно оптимально удовлетворить требованиям к динамическому диапазону.

Воспользовавшись известными результатами из теории усилителей, запишем выражение для динамического диапазона модуля:

где Дг, Kmi — динамический диапазон и коэффициент шума i-ro узла; Кт — коэффициент шума модуля; Kph — коэффициент усиления по мощности k-ro узла в линейном режиме; п — число нелинейных узлов.

Доказано, что линейная часть приемника будет оптимальной по энергопотреблению, если динамические ди-

апазоны ее узлов оптимально согла-/ сованы, т. е. если ни в одном из них нет запаса по максимальной мощности. Для этого случая из (6.1)можно получить

(6.2)

а из (6.2)окончательно следует Д].= п]ХмКш/КШ1,

JXt+i = JXiKpi Kmt/Km а+\)- (6-3)